Praktische Aspekte bei Operationsverstärkern

Reale Operationsverstärker weichen in mehreren Punkten vom Idealmodell ab: Eingangs‑Offset, endliche Common‑Mode‑Unterdrückung, Eingangs‑Bias‑Ströme, Temperaturdrift sowie frequenzabhängige Verstärkung und Phase. Das Verständnis dieser Nicht‑Idealitäten ist essenziell für den Entwurf robuster Analogschaltungen. Zwar sind viele Fehler in einfachen Anwendungen vernachlässigbar, doch in Präzisionsmesstechnik, Signalaufbereitung oder Hochgeschwindigkeitssystemen können sie kritisch werden. In manchen Fällen lässt sich der Effekt kompensieren; in anderen ist ein höherwertiges, teureres Bauelement erforderlich.

Common‑Mode‑Verstärkung

In einem idealen Differenzverstärker hängt der Ausgang ausschließlich von der Spannungsdifferenz zwischen den beiden Eingängen ab. Werden die Eingänge kurzgeschlossen (null Differenzspannung), sollte jede angelegte Common‑Mode‑Spannung V_CM den Ausgang nicht verändern. Die ideale Common‑Mode‑Spannungsverstärkung ist daher null.

Reale Op‑Amps zeigen jedoch eine kleine Common‑Mode‑Verstärkung. Das Common‑Mode‑Rejection‑Ratio (CMRR) ist definiert als das Verhältnis von differentieller zu Common‑Mode‑Verstärkung:

Beim klassischen 741 beträgt das CMRR im Durchschnitt etwa 70 dB, was einem Verhältnis von ca. 3.000:1 entspricht. Da die differentielle Verstärkung typischerweise um Größenordnungen größer ist, ist der Einfluss der Common‑Mode‑Verstärkung bei Einsatz negativer Rückkopplung meist gering. Dennoch können in Instrumenten‑Konfigurationen Widerstands‑Ungenauigkeiten signifikante Common‑Mode‑Verstärkung erzeugen, wie unten demonstriert.

Unten sehen Sie eine SPICE‑Simulation eines Instrumentenverstärkers mit kurzgeschlossenen Eingängen und variierender Common‑Mode‑Spannung. Im perfekt symmetrischen Schaltkreis bleibt der Ausgang über den gesamten Sweep bei null Volt:

instrumentation amplifier
v1 1 0
rin1 1 0 9e12
rjump 1 4 1e-12
rin2 4 0 9e12
e1 3 0 1 2 999k
e2 6 0 4 5 999k
e3 9 0 8 7 999k
rload 9 0 10k
r1 2 3 10k
rgain 2 5 10k
r2 5 6 10k
r3 3 7 10k
r4 7 9 10k
r5 6 8 10k
r6 8 0 10k
.dc v1 0 10 1
.print dc v(9)
.end

v1	v(9)
0.000E+00	0.000E+00
1.000E+00	1.355E-16
2.000E+00	2.710E-16
3.000E+00	0.000E+00
4.000E+00	5.421E-16
5.000E+00	0.000E+00
6.000E+00	0.000E+00
7.000E+00	0.000E+00
8.000E+00	1.084E-15
9.000E+00	-1.084E-15
1.000E+01	0.000E+00

Führt man eine kleine Widerstands‑Asymmetrie ein (z. B. Erhöhung von R₅ von 10 kΩ auf 10,5 kΩ), entsteht eine messbare Common‑Mode‑Verstärkung, wie der folgende Sweep zeigt:

v1	v(9)
0.000E+00	0.000E+00
1.000E+00	-2.439E-02
2.000E+00	-4.878E-02
3.000E+00	-7.317E-02
4.000E+00	-9.756E-02
5.000E+00	-1.220E-01
6.000E+00	-1.463E-01
7.000E+00	-1.707E-01
8.000E+00	-1.951E-01
9.000E+00	-2.195E-01
1.000E+01	-2.439E-01

Obwohl die Eingangsdifferenz null bleibt, variiert der Ausgang nun um ~0,24 V über einen 0‑10 V Common‑Mode‑Sweep – ein Beispiel dafür, wie Widerstands‑Ungenauigkeiten unerwünschte Common‑Mode‑Verstärkung erzeugen. Die Abhilfe ist simpel: präzise Widerstandsanpassung sicherstellen und, falls möglich, ein Trimm‑Potentiometer im Rückkopplungsnetzwerk des letzten Op‑Amps einbauen, um残留 Common‑Mode‑Verstärkung zu nullen.

Offset‑Spannung

Offset‑Spannung ist die Spannung, die am Ausgang erscheint, wenn die beiden Eingänge kurzgeschlossen sind. Ideal wäre sie null; in der Praxis beträgt sie oft einige Millivolt und kann den Ausgang in Sättigung treiben, besonders in Single‑Supply‑Designs. Der Offset wird als äquivalente Eingangsspannung ausgedrückt, die den beobachteten Ausgang an einem idealen Verstärker erzeugen würde:

Viele Op‑Amps bieten Offset‑Null‑Pins (z. B. Pins 1 und 5 beim 741 im 8‑Pin‑DIP). Durch Anschalten eines kleinen Potentiometers zwischen diese Pins und die Eingangsvorspannung kann der Anwender den Offset nahe null einstellen. Nicht alle Op‑Amps exponieren Offset‑Null‑Pins; Datenblatt des jeweiligen Bausteins konsultieren.

Bias‑Strom

Op‑Amps haben hohen Eingangswiderstand, doch der Bias‑Strom – meist einige Mikroampere – wird zum Betrieb der internen Eingangsstufe benötigt. In Schaltungen, wo ein einzelner Eingang an eine hochohmige Quelle angeschlossen ist (z. B. Thermoelement oder pH‑Elektrode), kann der Bias‑Strom einen Spannungsabfall am Serienwiderstand erzeugen und Messfehler verursachen.

Beispiel: In einer Spannungsfolger‑Konfiguration mit 1 MΩ Quellwiderstand erzeugt ein 10 µA Bias‑Strom einen 10 mV Fehler. Die gängige Gegenmaßnahme ist, einen gleichwertigen Widerstand an den anderen Eingang zu schalten, um die Bias‑Strom‑Spannungsabfälle auszugleichen:

In invertierenden oder nicht‑invertierenden Verstärkern wird der Kompensationswiderstand so gewählt, dass er der Parallelschaltung der beiden Rückkopplungswiderstände entspricht:

Auch die korrekte Erdung der Spannungsversorgung ist kritisch. Ohne gemeinsame Masse haben Bias‑Ströme keinen Flusspfad, was die Eingangsstufe des Op‑Amps unwirksam macht. Stellen Sie immer sicher, dass ein Versorgungsanschluss an den Schaltungs‑Massebezug angeschlossen ist.

Drift

Temperaturschwankungen bewirken Drift von Bias‑Strom, Offset‑Spannung und anderen Parametern. Das Ausmaß der Drift variiert mit der Bauelementtechnologie; JFET‑ oder MOSFET‑Eingangs‑Op‑Amps weisen generell geringere Drift auf als bipolare Designs. Die Auswahl eines niedrig‑drift‑Teils und, wo hohe Genauigkeit gefordert ist, die Aufrechterhaltung einer stabilen Temperaturumgebung (z. B. durch temperierte Gehäuse) sind die effektivsten Gegenmaßnahmen.

Frequenzgang

Hohe differentielle Verstärkung macht Op‑Amps anfällig für Rückkopplungs‑Oszillation. Ein simpler Spannungsfolger mit einem 3130 kann oszillieren, es sei denn, ein Kompensationskondensator wird zwischen die beiden speziellen „Kompensations“‑Pins geschaltet. Selbst bei internem Kondensator (wie beim 741) fällt der AC‑Verstärkung mit der Frequenz ab, was die nutzbare Bandbreite begrenzt.

Hersteller veröffentlichen Frequenzgang‑Kurven (Verstärkung vs. Frequenz). Entwickler müssen diese bei der Festlegung der geschlossenen‑Loop‑Bandbreite beachten, um Leistungsminderung oder Instabilität zu vermeiden.

Eingangs‑zu‑Ausgangs‑Phasenverschiebung

Zur Veranschaulichung der Phasenverschiebung haben wir den OPA227 in nicht‑invertierender Konfiguration mit 34‑facher Verstärkung (~50 dB) gemessen. Die Offenloop‑Verstärkung schneidet die 50‑dB‑Geschlossen‑Loop‑Linie bei ca. 22 kHz, was einen dominanten Pol festlegt. Folglich verschiebt sich die geschlossen‑Loop‑Phase wie folgt:

• ~0° bei 2,2 kHz (ein Dekade unter dem Pol)
• ~45° bei 22 kHz (am Pol)
• ~90° bei 220 kHz (ein Dekade über dem Pol)

Oszilloskop‑Aufnahmen bestätigen diese Vorhersagen: keine Phasenverschiebung bei 2,2 kHz, ~45° bei 22 kHz und ~90° bei 220 kHz.

Zugehörige Arbeitsblätter

• Summer und Subtrahierer Op‑Amp‑Schaltungen Arbeitsblatt
• Invertierende und nicht‑invertierende Op‑Amp‑Spannungsverstärker‑Schaltungen Arbeitsblatt