Schaltungsdesign des Flyback-Leistungsmoduls für RFID-Leser

Die Schaltnetzteiltechnik hat in den letzten Jahren mit der Entwicklung hochintegrierter Chips eine Entwicklung hin zu Miniatur, Hochfrequenz und hohem Wirkungsgrad erlebt. Hochintegrierte Steuerchips vereinfachen die erforderlichen Peripheriekomponenten, da es relativ einfach ist, ein Schaltnetzteil je nach Designsoftware zu entwerfen. Das Problem der hohen Integration führt jedoch zu einer geringen Gestaltungsfreiheit, einer geringen Verfügbarkeit von Chips und einem niedrigen Preis. Von jedem Hersteller entwickelte Designsoftware ist gerade in der Lage, einige Arten von besonderen Chips zu simulieren. In der praktischen Anwendung ist es entscheidend, ein Schaltnetzteil zu entwerfen, das mit den Produktanforderungen kompatibel ist und hervorragende Laufbedingungen bietet. Basierend auf der Anforderung des Leistungsmoduls für RFID ist eine Schaltleistung mit einer Spannung von 220 VAC bis 0,5 VDC und einer Abmessung von 88 mm x 70 mm ausgelegt. Da der Betriebsstrom beim Lesen von Tags nahe bei 1,5 A liegt, wird der maximale Ausgangsstrom der ausgelegten Schalterleistung auf 3 A eingestellt.

Beim Design von Miniaturen mit relativ geringer Ausgangsleistung ist nach der Erickson-RW-Theorie die Leistungsschalterverfügbarkeit der Flyback-Schalterleistung von 0,385 höher als 0,353, die die Art des normalen Stoßes, Vollbrücke und Halbbrücke verwendet. Daher wird die Sperrwandlerstruktur aufgenommen. Unter Berücksichtigung der Vorteile des Feedback-Designs und des Current-Mode-Controllers wird der Current-Mode-PWM-Steuerchip UC3842 aufgegriffen.

In der Schalterleistung, die den Chip UC3842 anwendet, ist das Design von Peripherieschaltungen relativ einfach. Die PWM-Steuerchipstruktur im Strommodus eliminiert den Doppelpol, der durch die Induktivität in der Schleife entsteht, um das Design der Rückkopplungsschleife effektiv zu vereinfachen. Es wird ein Ausgangsklemmen-Feedback-Stil angewendet, der aus einer Stabilovolt-Röhre TL431 und einem Optokoppler besteht. Bei dem auf UC3842 basierenden Design neigen Designer dazu, jedes Modul in der Flyback-Struktur unabhängig zu entwerfen, wobei der Schwerpunkt auf dem Design der angrenzenden Schaltung und der Rückkopplungsschaltung liegt, während andere Schaltungsdesigns vernachlässigt werden. Zum Beispiel muss gemäß dem Extra-Element-Theorem von Dr. Middlebrook die Eingangsimpedanz des Eingangsfilters viel kleiner sein als die Eingangsimpedanz des Wandlers. Andernfalls findet möglicherweise eine Schwankung zum Stromkreis statt. Dieses Design diskutiert sorgfältig benachbarte Schaltungsdesigns wie das Schaltungsdesign des Eingangsfilters, die Steilheitskompensation und das Erdungsschaltungsdesign. Das Designschema wird durch Sabre-Simulation und seine Kompatibilität mit Anforderungen und Stabilität durch Debugging mit RFID bestimmt.

Grundlegende Theorie der Flyback-Schalterleistung

Die grundlegende Entwurfstheorie der Schaltleistung besteht darin, VAC in VDC für die Stromversorgung des IC-Chips umzuwandeln, wobei DC in HFAC geändert wird, das sich dann in DC-Ausgang ändert. Die Rückkopplung stabilisiert die Ausgangsspannung von der Ausgangs-DC-Abtastung und dem Eingangs-IC-Steuerschalter. Die Theorie der Schaltleistung ist in Abbildung 1 dargestellt.

Die Strommodus-Doppel-Closed-Loop-Struktur wird im Steuerwandler der Flyback-Schalterleistung angewendet. Das Merkmal des Sperrwandlers liegt in der Tatsache, dass im geschlossenen Zustand der Schaltröhre die Induktivitätsenergie in den Spulen auf einer Seite des Transformators den Träger über die Gleichrichterdiode mit Strom versorgt, während im offenen Zustand der Schaltröhre Energie im Inneren gespeichert wird die Spule des Transformators und der Ausgang wird durch Energie bereitgestellt, die im Ausgangskondensator gespeichert ist. Das schematische Diagramm des Sperrwandlers ist in Abbildung 2 dargestellt.

Wenn die von den Ausgangserfassungswiderständen R₁ und R₂ kleiner als die Referenzspannung V_ref ist , Fehler steigt durch Fehlerverstärker mit Schaltröhre Q₁ offen. Die Primärinduktivität und der Strom des Transformators steigen um die Steigung von (V_g - V_ein )/ L_m . Abtastwiderstand R_s wandelt Primärinduktivität und Strom in Abtastspannung um. Basierend auf dem Vergleich zwischen der Abtastspannung am Abtastwiderstand R_s und Fehlerspannung, wenn die Spannung am Abtastwiderstand R_s auf den Wert ansteigt, der größer als die Fehlerspannung ist, wird Low-Pegel ausgegeben und die Schaltröhre bis zum Kommen des nächsten Takts geschlossen. Die Flyback-Schaltleistung benötigt keine Ausgangsleistungsinduktivität, und die Induktivität des Transformators kann direkt für eine Leistung angewendet werden, die eine einfache topologische Struktur aufweist. Die Steuerschaltung hängt hauptsächlich vom Strommodus-PWM-Chip UC3842 und der Peripherieschaltung ab.

Strommodus-PWM-Chip UC3842

Die in diesem Design verwendete Steuer-CPU ist der PWM-Chip UC3842 im Modus mit fester Frequenz und Strom, der entscheidende Steuerkomponenten wie Oszillator, Fehlerverstärker, PWM-Komparator und SR-Trigger integriert. Dieser Chip verfügt über die Funktionalität eines Unterspannungs- und Überstromschutzes mit einem Ausgangsmodus von Totempfahl, einer Arbeitsfrequenz von 500 kHz, einem Anlaufstrom von weniger als 1 mA und einem maximalen Ausgangsstrom von 1 A.

Die Funktionen der Stifte sind voneinander verschieden. Pin 7 ist für die Stromversorgung. Wenn die Spannung über der Schwelle für langsamen Start von 16 V liegt, gibt der Schmitt-Trigger einen hohen Pegel aus. Der Spannungsregler liefert eine Referenzspannung von 5 V an Pin 8, und wenn die Spannung niedriger als 10 V ist, gibt der Schmitt-Trigger einen niedrigen Pegel mit gesperrter Unterspannung aus. Die interne Stabilivolt-Röhre begrenzt die maximale Eingangsspannung auf 36 V. C_t wird mit Strom versorgt über Pin 4 über externen RC-Kreis und über Pin 8 über Widerstand R_t und C_t bestimmt die Frequenz des Oszillators durch eine interne Stromquelle, die Strom erzeugt. Pin 2 ist der invertierende Eingang des Fehlerverstärkers, während Pin 1 der Ausgang des Fehlerverstärkers ist, um eine Kompensation bereitzustellen. Pin 3 ist der Pin der Stromerkennung, der das Tastverhältnis durch den Ausgang des Fehlerverstärkers bestimmt, und wenn die Spannung von Pin 3 mehr als 1 V beträgt, wird der Stromfluss geschlossen. Pin 6 liefert den Ausgang im Totem-Pole-Modus mit dem maximalen Arbeitsstrom von 1 A, wodurch das Schließen des Schaltrohrs beschleunigt wird.

Design der Leistungssteuerung des Flyback-Schalters

Das schematische Diagramm des Steuerteils ist in Abbildung 3 unten dargestellt. Der Steuerteil des Sperrwandlers ist größtenteils in den Chip UC3842 integriert und nur wenige externe Komponenten können die erforderliche Steuerfunktion implementieren. Das Hauptsteuerfunktionsmodul umfasst Startschaltung, Frequenzdesign, Schutzschaltung, Antriebsschaltung und Neigungskompensation.

• Schaltungs- und Frequenzdesign starten

Die Startschaltung liefert an Pin 7 eine Startspannung von mehr als 16 V. Wenn das System startet, wird Pin 7 durch die Hilfswicklung mit Strom versorgt. Die Arbeitsfrequenz dieses Systems wird durch den Timing-Kondensator und den Widerstand zwischen Pin 8 und Pin 4 bestimmt. Die 5-V-Referenzspannung von Pin 8 versorgt den Kondensator C₁₅ mit Strom über den Widerstand R₉ . Kondensator C₁₅ erzeugt dann eine Sägezahnwelle durch eine interne Stromquelle, die Elektrizität erzeugt, deren Zeitspanne die Totzeit des Chips bestimmt, der PWM ausgibt. Um die Leistung sicherzustellen, sollte die Totzeit um 5 % kürzer als die Oszillationsperiode sein. Basierend auf dem Zeitablaufdiagramm kann C₁₅ erhalten werden beträgt 3,3 nF und die Arbeitsfrequenz 47 kHz. Gemäß der Formel f_osc =1,7/( R_ref x C₁₅ ), den Wert von R₉ ist 11 kHz.

• Strom-Foldback-Schaltung

Die Strom-Foldback-Schaltung des Chips wandelt den Induktorstrom an der Primärkante in die Ausgangsspannung des Spannungs- und Fehlerverstärkers um, der durch den PWM-Komparator über den Überstromerkennungswiderstand implementiert wird. Wenn die Spannung an Pin 3 mehr als 1 V beträgt, bricht der Ausgang zusammen. Der Spitzeninduktorstrom soll 1A und den Wert des Stromerfassungswiderstands R₁₃ betragen soll 1Ω sein. Um die Fehlerabschaltung zu verhindern, die durch die Drosselstromspitze der Primärkante des Transformators, R₁₁, verursacht wird und C₁₄ auf die Filterspitze zugegriffen wird, und der Spitzenstrom beträgt ungefähr Hunderte von Nanosekunden. Unter der Bedingung, dass R11 1k und C14 500pF sein soll, Zeitkonstante τ =RC =500ns.

• Treiberschaltkreis der MOS-Röhre

Die Treiberschaltung der MOS-Röhre ist für die hervorragende Wellenform von PWM verantwortlich, insbesondere für die Abfallflanke. Die serielle Verbindung zwischen Ausgangspin 6 und Gittervorwiderstand R₆ verringert die hochfrequente parasitäre Schwankung, die durch die Eingangskapazität der MOS-Röhre und jede serielle Leitungsinduktivität in der Schaltung verursacht wird. Um die PWM-Wellenform des MOS-Röhrenschalters sicherzustellen, muss der Wert von R₆ ist im Bereich von zehn bis zwanzig Ohm immer klein. Der Wert von R₈ soll als MOS-Röhren-Gitterableitwiderstand 15kΩ betragen.

• Hangausgleich

In der Spitzenstrommodussteuerung wird der Spitzenwert des Induktorstroms konstant eingestellt, während der Durchschnittswert des Induktorstroms dies nicht ist. Die Änderung des Arbeitszyklus ändert den Durchschnittsstrom, und der innere Ring der Spitzenstromsteuerung stellt den Spitzenwert des Induktorstroms sicher, kann jedoch nicht den richtigen Mittelwert des Induktorstroms steuern, der mit der Ausgangsspannung kompatibel ist, was zu einer konstanten Änderung der Ausgangsspannung führt. Wenn das Tastverhältnis mehr als 50 % beträgt, erzeugt die Schwankung des Induktorstroms eine Oszillation. Bei dieser Konstruktion ist ein Neigungsausgleich erforderlich. Die Anwendung der oberen Flankenkompensation bezieht sich auf einen Stapel positiver Flankenspannung auf aktuellen Abtastsignalen. Die kapazitive Kompensation erfolgt in diesem Design mit einem C₅₁ von 100 pF zwischen Pin 3 und Pin 4 hinzugefügt und das Oszillationssignal des Oszillators versorgt C₅₁ mit Strom und Pin 3 durch Kondensator. Bei dieser Art der Steilheitskompensation ist die Kapazität mit einem Rang von pF relativ klein, um zu vermeiden, dass der Strom des Oszillators angezogen wird und eine zu große negative Spannung an Pin 3 erzeugt wird.

Peripherieschaltungsdesign der Flyback-Schalterleistung

• Schaltungsdesign für EMI und Gleichrichterfilter

Um die Störungen des Hochfrequenzstromnetzes auf Geräte und den Einfluss des Hochfrequenzschalters auf das Stromnetz zu filtern, sollte auf die EMI-Filterschaltung nach Eingangsrang zugegriffen werden. Das Schaltbild einer gemeinsamen EMI-Filterwelle ist in Abbildung 4 dargestellt.

C₁ ist am Eingangsanschluss des Stromnetzes angeschlossen, während C₂ ist mit dem Eingangsport des Geräts verbunden, um Gegentaktstörungen zu eliminieren. L teilt die gleiche Richtung mit der Gleichtaktdrossel, um Gleichtaktstörungen zu filtern, während C₁₆ und C₁₇ sind mit Masse verbunden, um Gleichtaktstörungen zu filtern.

Der Leckstrom von C₁₆ und C₁₇ errechnet sich nach Formel:. Für zwei identische Kondensatoren sollte die Amplitude des Leckstroms der Formel entsprechen:, wobei sich f auf die Frequenz des Stromnetzes mit dem Wert von 50 Hz bezieht, C sich auf die Gesamtkapazität bezieht von 4400 pF gegen Masse und V bezieht sich auf die Massespannung von 110 V. Daher ist der Wert von I_leak ist 0,15 mA, das mit dem Wechselstrom mit dem gültigen Wert von 220 VAC nach EMI-kompatibel mit dem Sicherheitsstandard kompatibel ist. Die Amplitude ist während die Ausgabe DCV ist . Die Rückwärtsdurchbruchspannung der Diode sollte die folgende Anforderung erfüllen:. C bezieht sich auf die Filterkapazität, während R_L bezieht sich auf Belastung. Je größer die Zeitkonstante R_L ist C ist und je glatter die Kapazität ist, desto besser wird die Filterwirkung sein. Die Diode ln4007 mit hoher Spannungsfestigkeit wird angezogen.

• Oszillation verursacht durch Filterausgangsimpedanz und Wandlereingangsimpedanz

Die Inkompatibilität zwischen der Eingangsimpedanz des Wandlers und der Ausgangsimpedanz des Filters führt möglicherweise ebenfalls zu Schwingungen. Die Eingangsimpedanz des Wandlers des Schleifensystems kann als negativer Widerstand betrachtet werden ( ). Filter ist LC-Filter und die Übertragungsfunktion kann mit ESR von Induktivität und Kapazität erhalten werden.

Die Eingangsimpedanz des Wandlers der konstanten Oszillation des Systems sollte der Formel entsprechen:.

Nur wenn die Eingangsimpedanz des Schleifenwandlers kleiner als die berechnete Ausgangsimpedanz der Filteroszillation ist, ist der Dämpfungskoeffizient der Übertragungsfunktion daher ein positiver Wert, der stabil wird, um die Oszillation zu reduzieren. Andernfalls schwankt die Schaltung.

• Snubber-Schaltungsdesign

Um zu verhindern, dass die Frequenzröhre durch Abschaltüberspannung zerstört wird, muss eine primärseitige RCD-Schutzbeschaltung am Transformator montiert werden. Der Ausgangsport durchbricht die Ausgangsdiode, um einen harten Durchbruch mit hinzugefügter Ausgangs-Snubber-Schaltung zu verhindern, die in Abbildung 5 dargestellt ist.

Beim Durchbruch der MOS-Röhre wird der Strom der Primärkante i_d liefert Strom an die parasitäre Leckquellenkapazität durch die Primärkantenleckquelle des Transformators. Diese Hochfrequenzspannung kann dazu führen, dass die Spannung an der Schaltröhre die Stehspannung überschreitet und die Schaltröhre zerstört wird, sodass eine RCD-Snubber-Schaltung hinzugefügt wird, um einen Spannungsabgriffspfad bereitzustellen. Schnelle Erholungsdiode FR107 mit hoher Stehspannung wird aufgenommen, RCD-Widerstand 5kΩ und Kapazität 3300pF.

Wenn der Eingang bei geöffneter MOS-Röhre offen ist, wird die an der Ausgangs-Schottky-Diode hinzugefügte Spannung ( ) und der harte Durchbruch der MOS-Röhre führt zum Durchbruch der Diode. Mit hinzugefügter RC-Snubber-Schaltung ist die Spannung an der Schottky-Diode V_D =V_O + I_O x R₃ . Die Öffnungszeit von 2SK792 der MOS-Röhre beträgt 55 ns, die Sperrspannung der Schottky-Diode SB540 beträgt 60 V, Ausgang V_O beträgt 5V und der maximale Strom beträgt 3A. Daher beträgt der äquivalente Widerstand der maximalen Überspannungsschutzschaltung 18,33 Ω und ( ). Wenn R 18 Ω und C 560 pF beträgt, beträgt der äquivalente Serienwiderstand 18,06 Ω.

• Design der Ausgangsschaltung

Die Gleichrichtung wird durch den Ausgangsteil durch eine Schottky-Diode implementiert, und die Filterung wendet einen Kondensator mit niedrigem ESR an, wobei der äquivalente Kondensator-ESR den Ausgang reduziert, was in Abbildung 6 dargestellt ist.

Ausgangsabtastschaltungen werden über R₅ erhalten und R₁₂ Differenzspannung und dem Wert von R₁₂ wird unter Bezugnahme auf den Ausgangsklemmenstrom des TL431 bestimmt, der 1,5 μA beträgt. Um das strombeeinflussende Differenzspannungsverhältnis und Rauschen zu vermeiden, wird der Strom durch den Widerstand R₁₂ sollte mehr als das 100-fache des TL431-Eingangsstroms betragen. Rniedrig <2,5/150 μA =16,6 kΩ. Da der Arbeitsstrom von TL431 im Bereich von 1 mA bis 100 mA liegt, wenn der Strom von R₅ nahezu 0 ist, wird der Strom von 1 mA an TL431 von R₁₄ geliefert (R₁₄ f /1mA). Basierend auf dem Handbuch von PC817B, U_f =1,15 V, der Wert von R₁₄ kann 1 kΩ sein, da sein Wert kleiner als 1,15 kΩ sein sollte.

Basierend auf den Merkmalskurven der Triode in PC817B, wenn der Durchlassstrom des Transistors ungefähr 7 mA beträgt, der Wert von I_C beträgt ebenfalls 7mA und die Emitterspannung ist innerhalb einer relativ weiten Kategorie mit uc3842comp linear linear. Die CTR in PC817B liegt im Bereich von 1,3 bis 2,6. Wenn der Wert von I_C beträgt 7mA, unter Berücksichtigung der schlechtesten Situation beträgt der Wert von CTR 1,3. Der maximale Strom, der durch die LED fließt, muss I_f sein =I_C /1,3 =5,38 mA, R₄ <(5 - U_ka - U_f )/5,38 mA =(5 - 1,15 - 2,5)/5,38 mA =250 Ω. Der maximale Strom, dem der TL431 standhalten kann, beträgt 150 mA, während der maximale Strom, dem der PC817 standhalten kann, 50 mA beträgt. Daher der maximale Strom R₄ liefert 50mA mit R₄>(5 - 1,15 - 2,5)/50mA =27Ω. Also der Bereich von R₄ liegt zwischen 27 Ω und 250 Ω, wobei der Wert 150 Ω ausgewählt ist.

• Design des Erdungskreises

Der Transformator wird als Erdungsisolator zwischen kalter und heißer Erde in der Schaltleistung verwendet. Die heiße Erde an der Primärkante des Transformators kann durch das Stromnetz zu einer Schleife geformt werden, und der Sekundärtransformator bezieht sich auf die Schleife, die durch kalte Erde und Erde gebildet wird. Der Sicherheitskondensator Y wird von C₁₆ aufgenommen und C₁₇ um die Nullleitung und die Zündleitung mit der Gehäuseerde zu verbinden, um Gleichtaktstörungen zu filtern. Kondensator C₁₈ zwischen heißem Boden und kaltem Boden wandelt Rauschen auf der Sekundärseite des Transformators in den primären Kurzschluss um, um die elektromagnetische Strahlung zu reduzieren.

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