Eine widerstandslose Spannungsreferenz im Nanomaßstab mit hohem PSRR

Einführung

Die Spannungsreferenz ist eines der Kernmodule in elektronischen Systemen, das in der Medizinelektronik, Energieverwaltung, drahtlosen Umgebungssensoren und Kommunikationsschaltungen weit verbreitet ist. Da die Versorgungsspannung elektronischer Systeme mit technologischen Verbesserungen weiter sinkt, steigen die Anforderungen an eine Niederspannungsreferenz mit Nanotechnologie kritisch [1, 2].

Herkömmliche Spannungsreferenzen basieren auf einer Bandgap-Referenzschaltung (BGR), die eine gewichtete Summe von V . ist _SEIN und Thermospannung [3, 4]. Aufgrund des nichtlinearen Temperaturverhaltens von V _SEIN , ist es wichtig, Ansätze zur Krümmungskompensation zu verwenden, um die Genauigkeit der BGR zu verbessern [5, 6]. Ein weiterer Nachteil von BGR ist der Stromverbrauch. Das V _SEIN liegt bei etwa 0,7  V, ohne mit der Prozessverbesserung abzusinken, was die Versorgungsspannung absolut einschränkt. Dadurch sind BGRs für Niederspannungs- und Nanoanwendungen ungeeignet.

Um einen Niedrigleistungsbetrieb zu erreichen, werden nach und nach nur MOS-Unterschwellenspannungsreferenzen verwendet [7,8,9,10]. Da Transistoren in einem schwachen Inversionsbereich bei Niedrigleistungsanwendungen mit recht kleinem Strom inhärente Vorteile haben, kann der Energieverbrauch relativer Spannungsreferenzen effektiv reduziert werden. Da die Eigenschaften von Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFET) mit Prozessverbesserungen übereinstimmen, ist eine auf MOSFET basierende Spannungsreferenz besser an fortgeschrittene Technologien anpassbar. Darüber hinaus sollte der Einsatz von Widerständen auch in Low-Power-Anwendungen vermieden werden. Da der Strom in der Spannungsreferenz normalerweise umgekehrt proportional zum Widerstandswert ist, bedeutet eine geringe Verlustleistung hochohmige Widerstände [10], die ein großes Rauschen verursachen können, das eine große Chipfläche einnimmt.

Das Stromversorgungs-Unterdrückungsverhältnis (PSRR) ist ein weiterer wichtiger Parameter der Spannungsreferenz. Herkömmliche Lösungen zur Verbesserung des PSRR gehen auf Kosten der Chipfläche und des Stromverbrauchs, wie zusätzliche Verstärker [11], Langkanaltransistoren [12], Kaskodenstrukturen und zusätzliche Verstärkungsstufen [13].

Um die oben erwähnten Probleme zu überwinden, wird in diesem Brief eine widerstandslose Spannungsreferenz mit hohem PSRR auf Nanowatt-MOSFET-Basis mit hohem PSRR vorgeschlagen, die für fortgeschrittene Technologien, wie beispielsweise nanoskalige Prozesse, geeignet ist. In der vorgeschlagenen Spannungsreferenz wird ein selbstvorgespannter MOSFET-Spannungsteiler zur PSRR-Verbesserung verwendet, der einen Strom mit positivem Temperaturkoeffizienten (TC) erzeugen kann, der Schwellenspannungseigenschaften enthält. Der Strom dient als Bias-Ströme für die gesamte Spannungsreferenz. Außerdem wird die in den Vorspannungsstrom eingebettete Schwellenspannung reproduziert, indem ein Vorspannungsstrom in den MOSFET mit unterschiedlichen Schwellenspannungen in das Papier injiziert wird. Mit dem vorgeschlagenen Verfahren wird eine Delta-Schwellenspannung (∆V _TH ) mit stark reduziertem negativem TC erhalten. Außerdem wird auch ein gewichtetes proportionales Element zur absoluten Temperatur (PTAT) erhalten, während eine gewichtete Summe von ∆V _TH und PTAT-Spannung wird gleichzeitig realisiert. Aufgrund der gegenseitigen TC-Aufhebung zweier unterschiedlicher Schwellenspannungen kann die erforderliche PTAT-Spannung zur Temperaturkompensation stark reduziert werden. Durch dieses Verfahren wird eine widerstandslose Spannungsreferenz nur mit MOSFET durch eine kompakte Struktur mit geringem Stromverbrauch erreicht.

Methode

Wie in Abb. 1 gezeigt, besteht die vorgeschlagene Spannungsreferenz aus einer Anlaufschaltung, einem selbstvorgespannten Stromgenerator und einem V . _REF Stromkreis erzeugen. Alle n-Kanal-MOSFETs sind ein N-Typ-Metalloxid-Halbleiter (mvt-NMOS) mit mittlerer Schwellenspannung. MP4 ist ein Metall-Oxid-Halbleiter-Transistor vom P-Typ mit hoher Schwellenspannung (hvt-PMOS), und die anderen p-Kanal-MOSFETs sind ein PMOS mit mittlerer Schwellenspannung (mvt-PMOS). Alle in Fig. 1 gezeigten Transistoren arbeiten im Unterschwellenbereich, mit Ausnahme derjenigen in der Anlaufschaltung.

Schema der vorgeschlagenen Spannungsreferenz

Startup Circuit

Die Anlaufschaltung besteht aus MP5, MP6 und MN4. Zu Beginn einer Einschaltphase ist das Gate-Potential von MP6 niedrig und MP6 wird eingeschaltet. Der von MP6 erzeugte Strom lässt das Gate-Potential von MN1 und MN2 ansteigen und die gesamte Schaltung beginnt zu arbeiten. Gleichzeitig lädt MP5 den Anlaufkondensator MN4. Mit dem Ladevorgang von MN4 wird der Transistor MP6 allmählich abgeschaltet, wodurch die Anlaufschaltung ohne zusätzliche Verlustleistung vom Kern der vorgeschlagenen Spannungsreferenz getrennt wird. Durch dieses Verfahren kann die vorgeschlagene Spannungsreferenz in einem gewünschten Betriebspunkt arbeiten, während ein Degenerationspunkt vermieden wird.

Selbstvorgespannter Stromgenerator

Der mittlere Teil in Abb. 1 ist ein selbstvorgespannter Stromgenerator, der auf einem reinen MOSFET-Spannungsteiler basiert. In diesem Teil wird der Bias-Strom mit positivem TC für die gesamte Spannungsreferenz erzeugt, der für die mittlere Schwellenspannung von NMOS relevant ist. Die einzigartige Charakteristik des präsentierten Bias-Stroms wird verwendet, um die vorgeschlagene Spannungsreferenz auf bequeme Weise zu realisieren, die im Abschnitt "Methode" analysiert wird.

Bezüglich der Spannungs-Strom-Kennlinie eines Transistors im unterschwelligen Bereich wird der Drainstrom des Transistors im unterschwelligen Bereich fast unabhängig von V _DS mit V _DS> 4V _T , wobei V _T = kT/q ist die Thermospannung, k ist die Boltzmann-Konstante, q ist die Elementarladung und T ist die absolute Temperatur. Daher kann der Strom ausgedrückt werden als:

wobei S = W/L ist das Seitenverhältnis, m ist der unterschwellige Steigungsfaktor, V _TH die Schwellenspannung ist und I _SQ repräsentiert den spezifischen Strom und wird dargestellt durch:

wobei μ ist die Trägermobilität und C _OX ist die Oxidkapazität pro Flächeneinheit.

Daher können die Ströme durch den Nur-MOSFET-Spannungsteiler, gebildet aus MN1, MN2 und MN3, wie folgt ausgedrückt werden:

wo ich _SQN ist der spezifische Strom von NMOS und V _THN ist die Schwellenspannung von NMOS.

Da die Seitenverhältnisse von MN2 und MN3 gleich sind und I _{D_MN2} = ich _{D_MN3} , V _{GS_MN2} = V _{GS_MN3} ist garantiert. Das macht V _{GS_MN1} = 2V _{GS_MN2} . Außerdem bilden die PMOS-Transistoren die Stromspiegel und definieren die Stromverhältnisse K ₁ = S _MP1 /S _MP2 und K ₂ = S _MP3 /S _MP2 . Die Beziehung der Drainströme zwischen MN1 und MN2 kann wie folgt ausgedrückt werden:

Kombiniert mit Gl. (3)–(6), das V _{GS_MN2} und ich _{D_MN2} kann gegeben werden durch:

Zur Vereinfachung der Analyse wird Gl. (8) kann abgekürzt werden als:

wobei a = S _MN2 μ _{n 0} C _OX (m − 1)(k/q ) ² und b = ln(K ₁ S _MN2 /S _MN1 ) sind temperaturunabhängig, μ _{n 0} ein temperaturunabhängiger Faktor der Trägermobilität ist und n ₁ ist der absolute Temperaturexponententerm der Trägermobilität, der normalerweise bei 1,5 liegt.

Wie in Gl. (9), Schwellenspannung V _THN ist komplementär zur absoluten Temperatur (CTAT), während die thermische Spannung V _T ist proportional zur absoluten Temperatur (PTAT). Wenn die Temperatur steigt, V _THN /(mV _T ) reduziert, so dass die positiven Stromeigenschaften des Bias-Stroms verbessert werden.

Durch dieses Verfahren wird ein positiver TC-Vorspannungsstrom durch eine reine MOSFET-Struktur erreicht, die die Eigenschaften der NMOS-Schwellenspannung trägt.

V _REF Stromkreis erzeugen

Das V _REF Im rechten Teil von Fig. 1 ist eine Erzeugungsschaltung gezeigt, die nur aus zwei Transistoren MP3 und MP4 besteht. Aufgrund des unterschwelligen Bereichsbetriebs I _{D_MP4} kann geschrieben werden als:

wo ich _SQP ist der spezifische Strom von PMOS und V _THP ist das V _TH von PMOS.

Seit ich _{D_MP4} = K ₂ Ich _{D_MN2} , die Eigenschaften der NMOS-Schwellenspannung, V _THN , kann an den Ausgangsknoten übertragen und mit den Eigenschaften der PMOS-Schwellenspannung, V . überlagert werden _THP . Aus Gl. (8) und (10), V _REF kann geschrieben werden als:

Wie in den ersten beiden Items von Gl. (11) wird eine Delta-Schwellenspannung realisiert. Seit V _TH = V _TH0 − βT , wobei V _TH0 ist die Schwellenspannung bei 0 K und β ist der TC der Schwellenspannung, die erzeugte Delta-Schwellenspannung ist komplementär zur Absoluttemperatur-(CTAT)-Spannung mit stark geschrumpftem TC mit |βV _THP |> βV _THN . Außerdem werden zwei zusätzliche PTAT-Spannungen gleichzeitig realisiert und in den letzten beiden Punkten von Gl. (11), die verwendet werden, um den reduzierten TC der Delta-Schwellenspannung aufzuheben. Daher wird eine verdichtete temperaturstabile Referenzspannung ohne eine komplizierte Struktur erreicht, die bei |V . stabil ist _THP0 | − V _THN0 .

Basierend auf der vorherigen Analyse wird in diesem Beitrag eine MOSFET-only-Spannungsreferenz mit geringer Leistung realisiert, die nur drei Zweige im Kern benötigt. Mit den einzigartigen Eigenschaften einer selbstvorgespannten Stromquelle wird ein als Diode geschalteter PMOS verwendet, um eine CTAT-Spannung mit geschrumpftem TC, PTAT-Spannungsgenerator und gewichteter Summation gleichzeitig zu erreichen. Darüber hinaus ist die vorgeschlagene Struktur nur aus MOSFETs aufgebaut und die erzeugte Referenzspannung ist proportional zur Delta-Schwellenspannung. Daher ist die vorgeschlagene Spannungsreferenz besser für Anwendungen mit geringem Stromverbrauch mit Nanotechnologie geeignet, die auf fortschrittlichere Technologien ausgeweitet werden kann.

PSRR der vorgeschlagenen Spannungsreferenz

Um die PSRR-Leistung zu veranschaulichen, sind die Pfade vom Versorgungsspannungsrauschen zu V _REF und entsprechende äquivalente Funktionsdiagramme sind in Abb. 2 gezeigt.

Die Pfade des Versorgungsspannungsrauschens

Basierend auf Fig. 2 ist das Kleinsignalmodell von Pfad 3 in Fig. 3 gezeigt und die folgende Gleichung kann erhalten werden:

Kleinsignalmodell von Pfad 3

Aus Gl. (12) kann der Ausdruck des Versorgungsrauschens durch Pfad 3 zum Knoten A gegeben werden durch:

Die Transkonduktanz des im Subthreshold-Bereich arbeitenden Transistors beträgt g _m = Ich _D /mV _T . Daher ist die Beziehung zwischen g _m,MP1 und g _m,MN1 mit dem gleichen Strom kann als g . angegeben werden _m,MP1 = g _m,MN1 . Dann gilt Gl. (13) kann vereinfacht werden als:

Knoten B hat über Pfad 1 auch eine Wirkung auf Knoten A, aber der Effekt ist entgegengesetzt zu Pfad 3, was wie folgt ausgedrückt werden kann:

Für V _A = 2V _GS,MN2 , die Verstärkung von Pfad 2 ist gegeben als:

Die Wirkung von v _dd auf Knoten B durch Pfad 4 kann geschrieben werden als:

Von Knoten A zu Knoten B in Abb. 2 können zwei zusätzliche Gleichungen erhalten werden, die lauten:

Nach Gleichung (18) und (19) ist das Rauschen bei V _B kann gegeben werden durch:

Mit Hilfe der vorgeschlagenen selbstvorgespannten Stromquelle kann der Ausgangsknoten des Stromgeneratorteils B die Kleinsignalvariation der Versorgungsspannung verfolgen, was für die PSRR-Verbesserung der gesamten Spannungsreferenz von Vorteil ist.

Mit einem ähnlichen Verfahren können die Verstärkungen des Versorgungsrauschens von Pfad 5 und Pfad 6 durch die Gl. (21) bzw. (22):

Unter Berücksichtigung der Rauschpfadverbindungsbeziehung des in Fig. 2 gezeigten Referenzgenerators, der Auswirkung des Versorgungsrauschens bei der Referenzspannung, V _REF , kann durch Pfad 5 und Pfad 6 bestimmt werden:

Für V _DS> 4V _T , der Exponentialterm in Gl. (23) ist sehr groß. Dadurch kann die PSRR-Leistung mit V . stark verbessert werden _DS,MP3 zunehmend. Im vorgeschlagenen Design beträgt die minimale V _DS,MP3 über 200 mV liegt, was bedeutet, dass die Änderung der Versorgungsspannung wenig Einfluss auf die V hat _REF . Somit weist die vorgeschlagene Struktur eine gute PSRR-Leistung auf.

Ergebnisse und Diskussion

Die Spannungsreferenz wird in einem 65-nm-CMOS-Prozess implementiert, dessen Layout in Fig. 4 gezeigt ist und einen 0,00182 mm ² . einnimmt aktiver Bereich.

Layout der vorgeschlagenen Schaltung

Abbildung 5 zeigt die Netzregelung der vorgeschlagenen Spannungsreferenz bei 27 °C. Wie in Abb. 5 gezeigt, kann die minimale Versorgungsspannung nur 350 mV betragen und die erzeugte Referenzspannung V _REF , liegt bei etwa 148 mV. Die Leitungsempfindlichkeit (LS) beträgt 1,8 mV/V.

Wellenform von V _REF gegen Versorgungsspannung

Die Temperaturleistung von V _REF mit 350 mV Versorgungsspannung ist in Abb. 6 dargestellt. Der TC von V _REF beträgt 28 ppm/°C von – 30 bis 80°C. V _REF zeigt positive Temperatureigenschaften unter − 15 °C und über 25 °C, während negative Temperatureigenschaften im mittleren Temperaturbereich.

Temperaturabhängigkeit von V _REF

Abbildung 7 zeigt die Stromaufnahme in Abhängigkeit von der Temperatur bei einer Versorgungsspannung von 350 mV. Der Strom zeigt einen positiven TC. Der Stromverbrauch bei Raumtemperatur beträgt etwa 2,28 nW.

Stromaufnahme in Abhängigkeit von der Temperatur

Abbildung 8 zeigt das Ergebnis von PSRR bei 27 °C mit 350 mV Versorgungsspannung, wobei das PSRR ohne Ausgangsfilterkondensator über 53 dB bis 100 Hz liegt. Wie oben erwähnt, kann die PSRR-Leistung mit einer Erhöhung der Versorgungsspannung weiter verbessert werden, was bedeutet, dass die in Abb. 8 gezeigte PSRR der schlechteste Fall der vorgeschlagenen Spannungsreferenz ist.

PSRR der vorgeschlagenen Spannungsreferenz

Die Verteilungen von ungetrimmtem V _REF bei 27 °C mit 100 Proben ist in Abb. 9 dargestellt. Der Mittelwert und die Standardabweichung des V _REF beträgt 147 mV bzw. 3,97 mV, was zu einer Streuung (σ/μ) von 2,7% führt.

Verteilungen von ungetrimmtem V _REF

Tabelle 1 fasst die Eigenschaften der vorgeschlagenen Spannungsreferenz zusammen und vergleicht sie mit einigen zuvor gemeldeten Spannungsreferenzen.

Schlussfolgerung

In diesem Beitrag wird eine widerstandslose Low-Power-Spannungsreferenz mit hohem PSRR vorgestellt, die für nanoskalige Anwendungen geeignet ist und auf fortgeschrittenere Prozesse erweitert werden kann. Mit Hilfe einer selbstvorgespannten Stromquelle auf Basis eines MOSFET-Spannungsteilers können die erforderliche CTAT-Spannung, PTAT-Spannung und gewichtete Summation gleichzeitig in einem kompakten Aufbau realisiert werden. Außerdem wird als CTAT-Spannung eine Delta-Schwellenspannung gewählt, die einen stark reduzierten negativen TC aufweist. Dadurch wird auch der erforderliche Wert der PTAT-Spannung verkleinert. Daher können die Versorgungsspannung und der Stromverbrauch gesenkt werden. Alle Teile sind ausschließlich aus MOSFETs aufgebaut, was bei leistungsempfindlichen hochintegrierten Anwendungen wie SOC Priorität hat.

Abkürzungen

BGR:

Bandgap-Referenz

CTAT:

Komplementär zur absoluten Temperatur

hvt:

Hohe Schwellenspannung

LS:

Linienempfindlichkeit

mvt:

Mittlere Schwellenspannung

PSRR:

Netzteil-Unterdrückungsverhältnis

PTAT:

Proportional zur absoluten Temperatur

TC:

Temperaturkoeffizient