Codierung anisotroper Metaoberflächen mit integrierter abstimmbarer Breitbandstrahlung und geringer Streuleistung

Hintergrund

Elektromagnetische (EM) Metaoberflächen (EMMS), künstlich konstruiert durch periodische oder quasi-periodische Partikel im Subwellenlängenbereich, werden als Oberflächenversion dreidimensionaler Metamaterialien bezeichnet [1, 2]. Aufgrund der kompakten Strukturen, des niedrigen Profils, der guten konformen Form, der geringen Kosten und der einfachen Herstellung wurden die EMMS umfassend untersucht und konstruiert, um EM-Wellen zu manipulieren [3,4,5,6,7,8,9], wie z Polarisation, Amplitude und Phase.

Insbesondere sind anisotrope EMMS in manchen Fällen eher bereit, eine Reihe interessanter Eigenschaften zu erreichen, die mit isotropen nicht möglich sind. In der Polarisationstechnik kann man durch die Verwendung von anisotropen Partikeln zum Konstruieren von reflektierenden oder transmissiven Polarisationsumwandlungs-EMMS fast beliebige Polarisationen von einer bestimmten Polarisation realisieren, wie z [14,15,16], zirkulare Polarisation zu zirkularer Polarisation [17, 18] und so weiter. Zirkular polarisierte Antennen, polarisationssteuernde Vorrichtungen und Radarquerschnittsreduktion (RCSR) können ferner basierend auf Polarisationsmanipulation erreicht werden. Absorption ist eine übliche Methode zur Amplitudenmanipulation. Durch Ändern der relativen Lückenorientierungen oder des benachbarten Zentrumsversatzes von mehrschichtigen anisotropen Split-Ring-Resonatoren [19,20,21] kann man die Nahfeldwechselwirkungen zwischen ihnen abstimmen. Dadurch können gleichzeitig geringe Reflexion und Transmission erreicht werden, um eine perfekte Absorption zu erreichen. Was die Phasenmanipulation anbelangt, können durch feinfühliges Entwerfen der Geometrie der Subwellenlängenteilchen des EMMS Phasendiskontinuitäten erreicht werden, die über die reflektierte oder transmittierte Oberfläche verliehen werden. So können viele faszinierende EM-Geräte, wie Metaoberflächenlinsen [22, 23], Metaoberflächenhologramme [24, 25], unsichtbares Cloaking [6], Spin-Bahn-Manipulation [26, 27] und einige andere funktionale Schnittstellen [28, 29] ,30,31], können dann realisiert werden.

In letzter Zeit hat die Codierung von EMMS als weiteres Paradigma zur Manipulation der EM-Wellenausbreitung intensive Aufmerksamkeit erlangt [32,33,34,35]. Die „kodierten Bits“ werden durch konstitutive Partikel mit unterschiedlichen Phasenantworten repräsentiert. Nehmen wir als Beispiel 1-Bit-EMMS, kodierte „0“- und „1“-Elemente werden durch konstitutive Strukturen mit 0° bzw. 180° Phasenverschiebung nachgeahmt. Durch eine gewisse räumliche Mischung dieser codierten Elemente können anschließend 2-Bit-, 3-Bit- und Multi-Bit-EMMSs erreicht werden [36,37,38]. Mit den Anforderungen an Multifunktionalität und Abstimmbarkeit von EM-Geräten werden schaltbare Komponenten und feldprogrammierbare Gate-Array-Hardware in das Codierungs-EMMS-Design einbezogen. Somit werden dann rekonfigurierbare [39] und programmierbare [40] EMMS erhalten. Basierend auf dem oben erwähnten Konzept der „Codierung“ können 0-Bit-EMMS, die nur aus einer Art anisotroper Elemente bestehen, verwendet werden, um eine Polarisationsumwandlung zu erreichen [39], während durch Optimierungsalgorithmen codierte Mehrbit-EMMS verwendet werden können, um die Diffusionsstreuung zu manipulieren Leistung, wodurch RCSR erreicht wird [39].

Offensichtlich widmen sich die oben erwähnten EMMS-Designs hauptsächlich der Untersuchung der Streuleistung für einfallende EM-Wellen. Tatsächlich können die EMMS selbst bei entsprechender Speisung als Antennen fungieren, um EM-Wellen auszustrahlen [41,42,43,44,45,46]. Darüber hinaus konzentrieren sich die „Codierungs“-Konzepte nach bestem Wissen der Autoren hauptsächlich auf die Streuungsauswertung, aber nicht auf die Strahlungsleistung. In diesem Papier umfasst das vorgeschlagene EMMS gleichzeitig Breitbandstrahlung und geringe Streuung. Das EMMS besteht aus anisotropen Elementen, die unter x . entgegengesetzte Phasen besitzen - und y -polarisierte Einfall. Diese anisotropen Elemente werden als „0“ und „1“ codiert und dann in einer bestimmten Reihenfolge angeordnet, die durch den simulierten Annealing-Algorithmus (SAA) optimiert wurde. Basierend auf der Antennen-Array-Theorie [47] werden den kodierenden „0“- und „1“-Elementen geeignete Speisestrukturen hinzugefügt, um die gewünschte Strahlungsleistung zu realisieren. Werden „0“- und „1“-Glieder mit gleicher Amplitude und Phase gespeist, kann linear polarisierte (LP) Strahlung erreicht werden. Werden dagegen „0“- und „1“-Elemente mit gleicher Amplitude aber mit 90° Phasenverschiebung gespeist, kann links- oder rechtszirkular polarisierte (L/RHCP) Strahlung erreicht werden. Inzwischen führt das optimierte Layout von EMMS zu einer Breitband-Diffusionsstreuleistung für eintreffende EM-Wellen, was zum Vorteil des bistatischen RCSR ist. Sowohl Simulation als auch Messung beweisen, dass unsere Methode eine einfache, flexible und ausgeklügelte Strategie für das EMMS-Design mit integrierter Breitbandstrahlung und geringer Streuleistung bietet.

Methoden

Abbildung 1 zeigt die detaillierte Geometrie des kodierenden EMMS und der konstitutiven anisotropen Elemente. Als Substrate werden zwei dielektrische FR2-Schichten (Dielektrizitätskonstante 2,65, Verlusttangente 0,002) verwendet, die als Substrat1 und Substrat2 bezeichnet werden. Die beiden dielektrischen Schichten sind dicht und flach ohne Luftzwischenraum zwischen ihnen gestapelt. Die Dicken der Substrate von oben nach unten betragen 3 mm bzw. 0,5 mm. 4 × 4 bogenförmige Metallflecken werden auf die Oberseite des Substrats geätzt1 mit den Maßen 36 × 36 mm ² (entspricht 0,66λ ₀ × 0,66λ ₀ bei 5,5 GHz). Die metallische Grundplatte mit einem möglichst dünnen Schlitz (Länge 15,5 mm, Breite 0,2 mm) wird auf die Unterseite des Substrats2 geätzt, um eine absolute Reflexion zu gewährleisten. Offensichtlich liegen die EM-Eigenschaften eines solchen anisotropen Elements in seiner physikalischen Anordnung. Basierend auf dem „Codierungs“-Konzept wird das in Abb. 1b gezeigte anisotrope Element als „1“ bezeichnet, während sein Gegenstück (90° Drehung um z -Achse) wird mit „0“ bezeichnet. Das Layout des schließlich vorgeschlagenen EMMS wird von SAA optimiert, einer Methode für die lokale Suche. 1d zeigt das Flussdiagramm des SAA zum Erreichen der optimalen Codierungsmatrix. Es beginnt mit einer Ausgangslösung, die in einem iterativen Prozess zufällig modifiziert wird. Die Hauptparameter von SAA beinhalten die Anfangstemperatur T , die abnehmende Rate α jedes Iterationsprozesses die Endtemperatur Tf , die Anzahl der Iterationen I , und die Gütefunktion. In unserem Modell definieren wir eine anfängliche Kodierungsmatrix mit gleicher Anzahl von „0“ und „1“. Es wird dann aktualisiert, indem die Positionen eines beliebigen Paares von "0" und "1" geändert werden. Die Parameter T , α , Tf , und ich werden auf 100, 0,9, 0 bzw. 1000 eingestellt. Für eine niedrige RCS-Leistung wird eine gute Diffusionsstreuung erwartet. Unser Ziel ist es daher, die optimale Kodierungsmatrix (M _beste ) führt zu einem gewünschten Streumuster mit dem kleinsten Maximalwert. Somit handelt es sich um ein Min-Max-Problem, bei dem die Gütefunktion als F . ausgedrückt werden kann (M _beste ) = min(AF_max ), wobei AF_max der Maximalwert von AF ist, der einer gegebenen Codierungsmatrix entspricht. Die optimale Kodierungsmatrix entspricht dem minimalen AF_max , was zu einer perfekten Diffusionsstreuleistung führen würde. Im Allgemeinen gilt, je größer die Array-Größe ist, desto besser ist die Diffusionsstreuung, die wir erhalten. Hier wählen wir ein Array bestehend aus 4 × 4 Elementen (M =N =4). Schließlich ist die optimale Codierungsmatrix in Fig. 1a gezeigt. Alle Simulationen in der folgenden Analyse werden, wenn nicht anders angegeben, mit Hilfe der kommerziellen Simulationssoftware Ansoft HFSS v.14.0 durchgeführt.

Codierung von EMMS und seinem konstituierenden anisotropen Element. a Coding EMMS besteht aus 4 × 4 Stück anisotroper Elemente. Die Anzahl der Elemente „0“ und „1“ ist gleich. Schematische Geometrie des anisotropen "1"-Elements (b ) und „0“-Element (c ) (a =9 mm, l =6 mm, m =1 mm, h 1 =3 mm, h 2 =0,5 mm). d Flussdiagramm des SAA zum Finden der optimalen Kodierungsmatrix

Für den Strahlungsfall werden konzentrierte Toranregung und Strahlungsgrenze auf das anisotrope Element angewendet. Ein 50-Ω-SMA wird zur Impedanzanpassung durch ein kleines Loch im Substrat2 mit dem extrem dünnen rechteckigen Patch (Länge 13 mm, Breite 1,3 mm) verbunden. Der Schlitz in der metallischen Masse wird dann wirksam, indem er Energie an das obere anisotrope EMMS koppelt, um eine LP-EM-Welle abzustrahlen. Der Reflexionskoeffizient S₁₁ und Strahlungsmuster sind in Abb. 2 aufgetragen. Wie deutlich zu sehen ist, wird die Bandbreite für die Impedanzanpassung von − 10 dB von 5 GHz bis 6 GHz erreicht, was einer relativen Bandbreite von 18,2 % entspricht. Über die Impedanzbandbreite wird eine stabile Ausrichtungsverstärkung von 6,97 dBi bis 7,86 dBi erhalten. Währenddessen werden sowohl für die xoz- (E-) als auch für die yoz- (H-) Ebene ein normales und symmetrisches Strahlungsprofil in Breitseitenrichtung beobachtet, wie in Abb. 2b–d deutlich zu sehen ist.

Strahlungseigenschaften des anisotropen Elements mit konzentrierter Portanregung. a Reflexionskoeffizient S₁₁ und Mittelachsenverstärkung gegenüber der Frequenz. 2D-Strahlungsmuster bei b xoz- (E-) und c yoz- (H-) Ebene. d 3D-Strahlungsmuster bei 5,35, 5,5 und 5,75 GHz (von links nach rechts)

Um einen physikalischen Einblick in den Wirkmechanismus zu geben, ist in Abb. 3a und b der modale Oberflächenstrom des anisotropen Elements bei 5,35 GHz und 5,75 GHz aufgetragen. Beachten Sie, dass die Simulationen in diesem Abschnitt mit FEKO 7.0 durchgeführt wurden. Wie deutlich gezeigt, verteilt sich der Oberflächenstrom von Modus 1 und Modus 2 hauptsächlich auf die mittleren Flecken, was zu Breitseitenstrahlung führen kann, während sich der von unerwünschtem Modus 3 und Modus 4 hauptsächlich auf den Randflecken verteilt, was zu Strahlungsnullpunkten in der . führen kann Breitseite. Darüber hinaus fließt der Oberflächenstrom von Mode 1 und Mode 3 entlang der y -Achse, während die von Modus 2 und Modus 4 entlang der x . fließt -Achse. Außerdem sind die berechneten modalen Signifikanzen der ersten vier charakteristischen Moden des anisotropen Elements mit und ohne Metafläche in Abb. 4a und b dargestellt. Wir können aus Fig. 4b erkennen, dass, wenn die Metaoberfläche auf das Element aufgebracht wird, Mode 1 und Mode 2 bei 5,32 GHz und 5,72 GHz im gewünschten Betriebsband resonant sind, wobei sich jede ihrer modalen Signifikanzen eins annähert. Somit sind Mode 1 und Mode 2 die fundamentalen orthogonalen Modenpaare, um die Breitband- und Breitband-Strahlungsmuster zu erzeugen.

Modaler Oberflächenstrom von Modus 1, Modus 2, Modus 3 und Modus 4. a 5,35 GHz und b 5,75 GHz

Modale Bedeutung des anisotropen Elements mit (a ) und ohne (b ) bogenförmige Metaoberfläche

Für den Streuungsfall werden Floquet-Port-Anregung und Master/Slave-Grenzen auf dem anisotropen Element implementiert, um die Reflexionseigenschaften auszunutzen. Wie in Fig. 5 aufgetragen, entsteht nur ein 0°-Reflexionsphasenpunkt bei 9,38 GHz für das „1“-Element, während zwei 0°-Reflexionsphasenpunkte bei 4,75 GHz und 17,52 GHz für das „0“-Element erscheinen. Somit wird eine effektive Reflexionsphasendifferenz zwischen "0"- und "1"-Elementen erzeugt, wie im dunkelgrauen Teil in Fig. 5a angezeigt. Unterdessen bleiben die in Fig. 5b gezeigten Reflexionsstärken für beide Elemente nahe bei 1 zu 2~18 GHz. Es ist erwähnenswert, dass um das Arbeitsband (5~6 GHz) des „0“-Elements eine hohle Zone für die Reflexionsgrößenantwort beobachtet wird. Dies wird darauf zurückgeführt, dass ein Teil der kopolarisierten Energie von der speisenden Struktur absorbiert wird. Trotzdem kann die Energieauslöschung [47] in einem Breitband gut erhalten werden. Folglich ist Breitband-RCSR zu erwarten.

Reflexionseigenschaften des anisotropen Elements mit Floquet-Port-Anregung. a Reflexionsphasen und Phasendifferenz zwischen „0“ und „1“ Elementen. b Reflexionsstärken

Ergebnisse und Diskussion

In gewissem Sinne kann der Streuprozess verstanden werden, indem die Reflexion von EM-Wellen in einen Rückstrahlungsprozess umgewandelt wird. Daher für ein M × N EMMS-Array, das Arbeitsprinzip sowohl für Strahlungs- als auch für Streufälle kann durch die Standard-Array-Theorie interpretiert werden [47]:

wobei EP die Musterfunktion eines einzelnen Elements ist, AF ist der Array-Faktor, k ist die Wellenzahl, Δx und Δy sind der Abstand zwischen benachbarten Elementen entlang x - und y -Richtungen bzw. ϕ (m , n ) ist die Phase des (m , n )-Element und θ und φ sind der Elevations- und Azimutwinkel eines Einfalls. Der Einfachheit halber sind die tiefgestellten Zeichen von E _rgesamt und E _Gesamt in der folgenden Analyse zeigen Fälle von Strahlung bzw. Streuung an.

Für den Strahlungsfall wirken alle anisotropen Elemente bei entsprechender Speisung als Strahler. Natürlich würden die Elemente „0“ und „1“ zwei orthogonal polarisierte elektrische Felder erzeugen, nämlich EP_'0' ⊥ EP_'1' . Dann hängt die Polarisation der abgestrahlten EM-Welle von EMMS von der Amplitude und Phase der Speisequellen ab. Unter der Annahme, dass die Eingangsleistung jedes Elements gleich ist, hätte man |EP_'0' | = |EP_'1' |. ϕ (m , n ) würde die Eingangsphase aus Futtermittelquellen darstellen. Also entlang der Normalenrichtung mit (θ , φ ) = (0 ^∘ , 0 ^∘ ), Gl. (1) würde vereinfacht als \( {E}_{\mathrm{rtotal}}=8\left({\mathrm{EP}}_{\hbox{'}0\hbox{'}}{e}^ {j{\phi}_{\hbox{'}0\hbox{'}}}+{\mathrm{EP}}_{\hbox{'}1\hbox{'}}{e}^{j{ \phi}_{\hbox{'}1\hbox{'}}}\right) \) für das vorgeschlagene EMMS. Wenn ϕ _'0' − ϕ _'1' = 0 ^° oder ± 180 ^° , wäre die Gesamtstrahlung innerhalb der diagonalen Ebenen LP. Wenn ϕ _'0' ist 90° vor ϕ _'1' , wäre das gesamte abgestrahlte Feld RHCP. Andernfalls, wenn ϕ _'0' fällt 90° hinter ϕ _'1' , LHCP-Strahlung erzeugt würde. Zusammenfassend lässt sich sagen, dass die Polarisation des vom EMMS abgestrahlten Feldes durch Steuern der Eingangsphasen der „0“- und „1“-Elemente nach Belieben eingestellt werden kann.

Der Kürze halber werden nur zwei repräsentative Fälle in die folgende Analyse einbezogen. Alle „0“- und „1“-Glieder werden in beiden Fällen mit gleicher Leistung gespeist. Einerseits in Bezug auf ϕ _'0' = ϕ _'1' = 0 ^° , LP-Strahlungsleistungen werden wie in Fig. 6 dargestellt erhalten. Eine gute Impedanzanpassung wird von 4,97 GHz bis 6,05 GHz (19,6% relative Bandbreite) erreicht, während die Verstärkung in normaler Richtung von 12,6 dBi bis 17,38 dBi im Betriebsband variiert. Symmetrische Strahlungsmuster werden in der Breitseitenrichtung sowohl für die E- als auch für die H-Ebene beobachtet, wie in Fig. 6b deutlich gezeigt. Andererseits, wenn ϕ _'1' − ϕ _'0' = 90 ^° , RHCP-Strahlung wird wie erwartet beobachtet. Wie in Fig. 7 gezeigt, ist die Bandbreite für S₁₁ <− 10 dB und 3 dB Axialverhältnisbandbreite (ARBW) beträgt 4,97~6 GHz bzw. 5,22~6 GHz. Die gemeinsame Bandbreite für S₁₁ <− 10 dB und 3 dB ARBW reicht von 5,22 GHz bis 6 GHz (13,9% relative Bandbreite), wobei die Boresight-Verstärkung von 13,16 dBi bis 15,8 dBi variiert. Ebenso werden symmetrische, Breitseiten- und normale Strahlungsprofile in den 3D-Strahlungsmustern bei 5,35, 5,5 und 5,75 GHz beobachtet.

Lineare Strahlungseigenschaften des EMMS mit „0“ und „1“ gespeist mit gleicher Größe und Phase. a Reflexionskoeffizient S₁₁ und Mittelachsenverstärkung gegenüber der Frequenz. b 3D-LP-Strahlungsmuster bei 5,35, 5,5 und 5,75 GHz (von links nach rechts)

RHCP-Strahlungseigenschaften des EMMS mit „0“ und „1“ gespeist mit gleicher Größe und 90° Phasenverschiebung. a S₁₁ und AR über der Frequenz. b Boresight-Gewinn im Vergleich zur Frequenz. c 3D-RHCP-Strahlungsmuster bei 5,35, 5,5 und 5,75 GHz (von links nach rechts)

Aus der oben genannten Analyse kann verifiziert werden, dass das vorgeschlagene EMMS als gute Antenne funktionieren und alternativ in linearen Polarisations- und zirkularen Polarisationsmodi strahlen kann, indem die Eingangsgrößen und -phasen gesteuert werden. Inzwischen zeigen die simulierten Ergebnisse, dass die Arbeitsbandbreite des vorgeschlagenen EMMS im Vergleich zu einem einzelnen anisotropen Element gut erhalten bleibt, was die Wirksamkeit unserer vorgeschlagenen Methode bestätigt. Um einen intuitiven Einblick in die Wirkmechanismen des EMMS für verschiedene Strahlungsmodi zu erhalten, werden die elektrischen Feldverteilungen bei 5,35 GHz mit unterschiedlichen Zeitvarianten untersucht. In Fig. 8a ist deutlich zu sehen, dass sich das resonante E-Feld bei zeitlicher Änderung für LP-Strahlung die ganze Zeit gleichmäßig über die Elemente „0“ und „1“ verteilt. Für CP-Strahlung weisen jedoch „1“-Elemente eine stärkere Felddichte bei der Phase von 0° auf, während „0“-Elemente gegenüber „1“-Elementen bei der Phase von 90° überwiegen. Somit werden zwei orthogonale Moden mit einer Phasendifferenz von 0° oder 90° angeregt, um eine LP- oder CP-Strahlung auszuführen.

Elektrische Feldverteilungen des EMMS bei 5,35 GHz mit verschiedenen Zeitvarianten. a Fall für LP-Strahlung. b RHCP Bestrahlungskoffer

Für den Streuungsfall fungieren alle „0“- und „1“-Elemente als passive Geräte. Das von SAA optimierte aperiodische Layout der „0“- und „1“-Elemente zielt darauf ab, eine Diffusionsstreuleistung zu erreichen. Hier gilt für Gl. (1), ϕ (m , n ) repräsentiert die Phasenkompensation der reflektierten Welle vom (m , n ) Element. In Bezug auf unser vorgeschlagenes Design, ϕ (m , n ) wertet 0° und 180° entsprechend den „0“- bzw. „1“-Elementen aus. Um eine intuitive Demonstration der geringen Streuungseigenschaft des vorgeschlagenen EMMS zu geben, wird das simulierte RCS-Ergebnis gegenüber der Frequenz im Vergleich zu einer gleich großen Metallplatte demonstriert. Wie in Fig. 9 deutlich gezeigt wird, wird eine offensichtliche Reflexionsunterdrückung in einem Breitbandbereich von 5 GHz bis 18 GHz erreicht. Ein kontinuierlicher 6-dB-RCSR wird nahezu von 5 GHz bis 18 GHz (113,04% relative Bandbreite) erreicht. Zwei hohle RCS-Einbrüche treten bei 5,9 GHz und 10,4 GHz auf, wobei ein maximaler RCSR bis zu 31,8 dB erreicht. Aus Fig. 9e ist zu erkennen, dass sich das Streufeld des EMMS in acht kleine Hauptstrahlen aufspaltet, was in ausreichender Übereinstimmung mit dem Ergebnis der mathematischen Berechnung in Fig. 9c ist. Verglichen mit der traditionellen Schachbrettkonfiguration (vier reflektierte Hauptkeulen) tragen mehr reflektierte Keulen dazu bei, dass jeder Strahl aufgrund der Energieeinsparung signifikant unterdrückt wird. Abb. 9f zeigt den Wirkmechanismus des EMMS. Es ist zu beobachten, dass verschiedene Elemente unterschiedlich schwingen, was die notwendige diskontinuierliche Phasenverschiebung und schließlich eine Diffusionsreflexion zur Folge hat. Die Streueigenschaften von EMMS unter schrägem Einfall wurden ebenfalls untersucht, wie in Abb. 10 gezeigt. Ebenso wird anstelle einer starken spiegelnden Reflexion für eine gleich große Metallplatte nacheinander Diffusionsstreuung für EMMS mit unterschiedlichen Einfallswinkeln beobachtet. Unterdessen werden, wie in Fig. 11 gezeigt, auch die normalisierten Streumuster bei 6 GHz mit Einfallswinkeln von 0° bis 60° bereitgestellt, um eine intuitive Demonstration der Diffusionsreflexion zu geben. Zusammenfassend lässt sich sagen, dass das vorgeschlagene EMMS wie erwartet die Diffusionsstreuleistung in einem Breitband zeigt.

Diffusionsstreueigenschaften des EMMS bei senkrechtem Einfall. a Radarquerschnitt über der Frequenz im Vergleich zu einer gleich großen Metallplatte. Streumuster berechnet nach Gl. (1) für Metallplatte (b ) und EMMS (c ). Streumuster, die durch Vollwellensimulationen bei 6 GHz für Metallplatten erhalten wurden (d ) und EMMS (e ). f Oberflächenstromverteilung über das EMMS bei 6 GHz

Diffusionsstreueigenschaften des EMMS bei schrägem Einfall bei 6 GHz. a –d Streumuster einer Metallplatte mit einem Einfallswinkel von 15° (a ), 30° (b ), 45° (c ) und 60° (d ). e –h Streumuster von EMMS mit einem Einfallswinkel von 15° (e ), 30° (f ), 45° (g ) und 60° (h )

Normalisierte Streumuster bei schrägem Einfall bei 6 GHz. a –e Streumuster einer Metallplatte mit einem Einfallswinkel von 0° (a ), 15° (b ), 30° (c ), 45° (d ) und 60° (e ). f –j Streumuster von EMMS mit einem Einfallswinkel von 0° (f ), 15° (g ), 30° (h ), 45° (i ) und 60° (j )

Um die oben erwähnte Strahlungs- und Streuleistung zu validieren, wurde eine 4 × 4 kodierende EMMS-Probe unter Verwendung von Standard-Leiterplatten (PCB)-Technologie hergestellt. Die Messung wurde in einem reflexionsarmen Raum durchgeführt, um die Störgeräusche zu minimieren. Für den Strahlungsfall werden ein RS2W2080-S und zwei RS8W2080-S Leistungsteiler hintereinander geschaltet, um das Signal gleichmäßig auf 16 Ports zu verteilen, während Koaxialkabel mit unterschiedlichen Längen verwendet werden, um eine 90°-Phasenverschiebung zwischen „0“ und „1“ zu ermöglichen ”-Elemente, wie in Abb. 12 gezeigt. Die gemessenen Bandbreiten für S₁₁ ≤ − 10 dB und 3 dB ARBW in Abb. 13a sind 4,96~6,02 GHz bzw. 5,22~6,02 GHz. Die übliche Bandbreite reicht von 5,22 GHz bis 6,02 GHz (14,2% relative Bandbreite), was den simulierten Ergebnissen zufriedenstellend entspricht. Die normierten Strahlungsmuster bei 5,35 GHz und 5,75 GHz sind in Abb. 13b und c dargestellt. Entsprechend der Vorhersage der Simulation wird symmetrische, normalgerichtete und RHCP-Strahlung in Breitseitenrichtung beobachtet. Die gemessenen Nebenkeulenpegel sind mindestens 10 dB niedriger als die Hauptkeulenpegel. Außerdem sind die Felder von RHCP immer stärker als die von LHCP um über 18,6 dB in der Hauptachsenrichtung. Daraus kann geschlossen werden, dass das EMMS wie erwartet eine gute RHCP-Strahlungsleistung erreicht.

a , b Herstellung der EMMS-Probe Draufsicht (a ) und Seitenansicht (b ). c Leistungsteiler. d Grundlegender Messaufbau für Streuung

Gemessene Strahlungs- und Streueigenschaften des EMMS. a Gemessener S₁₁ und AR. Normalisierte Strahlungsmuster bei 5,35 GHz (b ) und 5,75 GHz (c ). d Gemessene Reflexionsminderung des EMMS im Vergleich zu Vollmetallplatine

Für den Streuungsfall wurde die EMMS-Probe vertikal in der Mitte einer Schaumstoffplattform platziert, während zwei identische LP-Pyramidenhornantennen, die bei 1~18 GHz arbeiteten, als Sender bzw. Empfänger nebeneinander platziert wurden. Zwischen den beiden Hörnern wird ein Stück absorbierendes Material eingesetzt, um unerwünschte Kopplungen zu reduzieren. Die Mitten der Probe und zweier Hörner befinden sich auf gleicher Höhe, und der Abstand zwischen ihnen ist groß genug, um Fernfeld-Testbedingungen zu erfüllen. Eine Gate-Reflexions-Linien-Kalibrierung wurde ebenfalls verwendet, um unerwünschte Signale in der Umgebung weiter zu eliminieren. Die beiden Hornantennen sind mit den beiden Ports des VNA Agilent N5230C verbunden, um die reflektierte Leistung an den Übertragungskoeffizienten zu bewerten. Wie in Abb. 13d dargestellt, wird ein beachtlicher 6-dB-RCSR im Vergleich zu einer gleich großen Metallplatine von 5 GHz bis 18 GHz (113% relative Bandbreite) erreicht, während über 10-dB-RCSR im Bereich von 5,6~ . erreicht wird 6,5 GHz (14,9% relative Bandbreite), 9,2~13,5 GHz (37,9% relative Bandbreite) und 15,9~18 GHz (12,4% relative Bandbreite). Zwei RCSR-Peaks erscheinen um 6,1 GHz und 10,2 GHz mit einem Wert von 25,9 dB bzw. 30,6 dB. Die gemessenen Ergebnisse stimmen gut mit den simulierten überein, die die Breitband-Streuleistung des EMMS bestätigen.

Vergleiche zwischen dem vorgeschlagenen Design und dem früheren Metaoberflächen-basierten Antennendesign wurden in Tabelle 1 angestellt. Insbesondere [42, 45] demonstrieren die Leistung von Antennenarrays, während andere die Einzelantennen. Wie deutlich gezeigt wird, liefert das vorgeschlagene EMMS ein Ultrabreitband-RCSR mit Inband- und Außerband-Beziehungen, während gleichzeitig eine abstimmbare Breitbandstrahlung erreicht wird.

Schlussfolgerungen

In diesem Beitrag wird ein neuartiges kodierendes EMMS mit integrierter abstimmbarer Breitbandstrahlung und geringer Streuleistung vorgestellt. Als konstituierendes Element wird ein anisotropes Element mit intrinsisch entgegengesetzten Phasen bei unterschiedlichem polarisiertem Einfall verwendet. Durch entsprechende Speisestrukturen kann das anisotrope Element als Strahler wirken. Durch Steuerung der Eingangsamplituden und -phasen basierend auf der Antennenarray-Theorie kann nach Belieben LP-, LHCP- oder RHCP-Strahlung erreicht werden. Darüber hinaus trägt das optimierte Layout von EMMS zur Breitband-Diffusionsstreuleistung bei, was zu einem Breitband-RCSR führt. Somit können im vorgeschlagenen EMMS gleichzeitig Breitbandstrahlung und geringe Streuung erreicht werden, was eine einfache, flexible und effektive Strategie bietet, um den Konflikt zwischen Strahlung und Streuung zu lösen. Es ist erwähnenswert, dass das EMMS aus anderen alternativen anisotropen Elementen bestehen könnte. Ein gewisser Anwendungswert kann bei polarisationsrekonfigurierbaren Antennen, Target-Stealth usw. erwartet werden.

Abkürzungen

ARBW:

Bandbreite des Axialverhältnisses

EM:

Elektromagnetisch

EMMS:

Elektromagnetische Metaoberflächen

L/RHCP:

Links- oder rechtszirkulare Polarisation

LP:

Linear polarisiert

PCB:

Leiterplatte

RCSR:

Reduzierung des Radarquerschnitts

SAA:

Simulierter Annealing-Algorithmus