Eine selbstverzerrte 180 nm-Bandlückenreferenz mit hoher PSRR-Verbesserung

Zusammenfassung

In diesem Beitrag wird eine verbesserte selbstvorgespannte Bandgap-Referenz (BGR) mit hohem Stromversorgungsunterdrückungsverhältnis (PSRR) vorgestellt. Ein Operationsverstärker, der eine Rückkopplungsschleife bildet, wird mit der Erzeugung einer Spannung mit positivem Temperaturkoeffizienten (TC) für einen geringeren Stromverbrauch gemultiplext, wobei eine Offsetspannung verwendet wird, um eine zur absoluten Temperatur (PTAT) proportionale Spannung zu erreichen. Bei der temperaturunabhängigen Referenzgenerierung werden zur PSRR-Verstärkung zwei Rückkopplungsschleifen gleichzeitig realisiert, die eine lokale negative Rückkopplungsschleife (LNFL) und eine globale self-biased loop (GSBL) bilden. Die vorgeschlagene BGR ist in einer 180 nm BCD-Technologie implementiert, deren Ergebnisse zeigen, dass die erzeugte Referenzspannung 2.506 V beträgt und der TC 25 ppm/°C im Temperaturbereich von -55 bis 125 °C beträgt. Die Leitungsempfindlichkeit (LS) beträgt 0,08 ‰/V. Ohne Filterkondensator beträgt der PSRR 76 dB bei niedrigen Frequenzen, über 46 dB bis zu 1 MHz.

Einführung

Die Spannungsreferenz ist eines der Kernmodule in elektronischen Systemen, das in der Medizinelektronik, Energieverwaltung, drahtlosen Umgebungssensoren und Kommunikationsschaltungen weit verbreitet ist. Mit der Verbesserung der Technologie schrumpft die Chipfläche weiter und die Entstörungsfähigkeit nimmt weiter zu, und die Anforderungen an Strukturoptimierung und Störfestigkeit der Spannungsreferenz steigen dramatisch, insbesondere bei Anwendungen im Nanobereich [1].

Herkömmliche Bandgap-Referenzschaltungen (BGR) erfordern zusätzliche Schaltungsblöcke, um einen Vorspannungsstrom für die gesamte Schaltung bereitzustellen, was die Schaltungsfläche und den Stromverbrauch stark erhöht. Gleichzeitig wird der erzeugte Bias-Strom stark von der Temperatur beeinflusst, was den Temperaturkoeffizienten (TC) der Referenzspannung beeinflusst. Es wurde über viele kompensierte Techniken höherer Ordnung für eine verbesserte TC berichtet, wie z. B. stückweise Krümmungskompensation [2], exponentielle Krümmungskompensation [3], leckagebasierte Quadratwurzelkompensation (LSRC) [4] und so weiter. Ein weiterer Nachteil der herkömmlichen BGR-Schaltung besteht darin, dass sie stark von der äußeren Umgebung beeinflusst wird und die Ausgangsspannung instabil ist, worauf der Schwerpunkt dieses Artikels liegt.

Das Power Supply Rejection Ratio (PSRR) ist ein wichtiger Parameter zur Messung der Störfestigkeit einer Spannungsreferenz. Herkömmliche Lösungen zur Verbesserung des PSRR gehen auf Kosten der Chipfläche und des Stromverbrauchs [5], wie beispielsweise zusätzliche Verstärker, Langkanaltransistoren, Kaskodenstrukturen [6], zusätzliche Verstärkungsstufen [7] und so weiter. In [8] wurden ein aktives Dämpfungsglied und eine Impedanzanpassungskompensation verwendet, um das PSRR bei niedrigen bzw. hohen Frequenzen zu verbessern. Yue et al. [9] verwendeten Kaskodenstromspiegel, um PSRR zu verbessern. Body Bias und negative Feedback-Techniken wurden in [10] für hohe PSRR eingesetzt.

Um die oben genannten Probleme zu überwinden, wird in diesem Brief ein verbessertes self-biased BGR mit hohem PSRR vorgeschlagen. Zur PSRR-Verstärkung werden gleichzeitig zwei Rückkopplungsschleifen realisiert, die eine lokale negative Rückkopplungsschleife (LNFL) und eine globale selbstvorgespannte Schleife (GSBL) bilden. Inzwischen wird eine Self-Bias-Stromquelle (SBCS) für die gesamte BGR erreicht. Im stationären Zustand wird der vorgeschlagene BGR über die GSBL ohne zusätzliche Vorspannungsstrommodule und Chipfläche mit Strom versorgt. Die vorgestellte Technik trennt die Versorgungsspannung von der Ausgangsreferenzspannung durch einen in GSBL eingebetteten Stromverstärker, der das PSRR effektiv verbessern kann. Um eine Instabilität der Ausgangsspannung zu verhindern, ist außerdem ein LNFL am Ausgangsspannungsanschluss ausgelegt, um die Ausgangsspannung stabil zu halten. Zudem wird die temperaturstabile Referenzspannung mit LNFL und GSBL im Multiplexverfahren erzeugt. Mit diesen Methoden wird ein selbstvorgespannter BGR mit hoher PSRR-Verstärkung mit kompakter Struktur und Stromaufnahme implementiert.

Methode

Wie in Fig. 1 gezeigt, besteht die vorgeschlagene BGR-Schaltung aus einer Startschaltung, einem Stromverstärker, einem Operationsverstärker und einem Bandabstands-Referenzkern. Die Anlaufschaltung wird verwendet, um den entarteten Nullpunkt zu beseitigen. Die eingebaute Offsetspannung im Verstärker ist proportional zur Absoluttemperatur-(PTAT)-Spannung eingestellt, wodurch ein PTAT-Strom durch den Widerstand R1 realisiert werden kann. Mit dem positiven TC der Spannung an R1 und R2, dem negativen TC von V _BE(Q5) und V _BE(Q4) kann richtig aufgehoben werden, um eine temperaturstabile Referenzspannung am Knoten V . zu erreichen _REF . Gleichzeitig wurde mit Hilfe eines Verstärkers ein LNFL gebildet, um die Leistung zu verbessern. In Kombination mit dem Stromverstärker oben in Fig. 1 wird eine GSBL zur weiteren PSRR-Verbesserung realisiert. Die detaillierte Implementierung der vorgeschlagenen BGR ist in Abb. 2 dargestellt.

Äquivalentes Architekturdiagramm der vorgeschlagenen Spannungsreferenz

Schema der vorgeschlagenen Spannungsreferenz

Start-up-Circuit

Die Anlaufschaltung ist im linken Teil von Abb. 2 dargestellt. Zu Beginn der Anlaufphase beträgt die Ausgangsspannung V _REF ist auf niedrigem Niveau, wodurch MN8 und MN9 ausgeschaltet bleiben. Der Strom durch MP1_1 wird verwendet, um einen Anlaufstrom für MP5 zu erzeugen, wobei MP1_1 ein großer Widerstand mit recht kleinem Seitenverhältnis ist. Die Spannung bei V _REF wird nach und nach durch den Anlaufstrom aufgeladen. Wenn die Spannung bei V _REF die minimale Betriebsspannung des Bandgap-Kernteils überschreitet, wird der Vorspannungsstrom für den Verstärker erzeugt. Dadurch wird der BGR zum gewünschten Betriebspunkt gefahren. Gleichzeitig werden die Transistoren MN8 und MN9 allmählich eingeschaltet, wodurch der Versorgungsstrom von MP5 auf den im Bandlückenkern erzeugten selbstvorgespannten Strom umgeschaltet wird. Nach Abschluss des Startvorgangs wird der Startstrom für V . nicht abgeschaltet _REF Nachjustierung, falls die Referenzspannung aus irgendwelchen Gründen sinkt [11].

SBCS-Generator

In der vorgeschlagenen BGR gibt es zwei SBCS-Schleifen, die zur Leistungssteigerung hilfreich sind [1]. Der erste befindet sich am Schwanzstrom des Verstärkers. Der PTAT-Strom durch den Transistor Q4 wird in Q3 gespiegelt. Der Strom durch Q4 wird jedoch durch die Spannung am Widerstand R1 bestimmt, die an die Eingangs-Offsetspannung des Verstärkers geklemmt ist. Aufgrund der gleichen Seitenverhältnisse von MP7 und MP8 kann die Eingangs-Offsetspannung des Verstärkers ausgedrückt werden als

$$ {V}_{OS}={V}_T\ln N $$ (1)

wo N das Flächenverhältnis von Q1 und Q2 ist und V _T ist die Thermospannung. Daher ist der Strom in Verstärker- und Bandlückenkernteilen der PTAT-Strom, der gegeben werden kann durch

$$ {I}_{R1}={V}_T\ln N/{R}_1 $$ (2)

Der Strom des Bandgap-Referenzkerns wird als Tail-Strom in den Verstärker gespiegelt und bildet die erste selbstvorgespannte Schleife.

Die zweite SBCS-Schleife wird mit dem Stromverstärker gebildet. Der in Gleichung (2) gezeigte PATA-Strom wird durch den Stromspiegel von MP7 und MP6 in den Stromverstärker gespiegelt. Dann der Strom, I , wird durch K . verstärkt als Stromquelle zum Knoten VREF, die beschrieben werden kann als

$$ K={k}_1{k}_2 $$ (3)

wo k ₁ =S _{MN 6} /S _{MN 7} , k ₂ =S _MP3 /S _MP2 , S _ich ist das Seitenverhältnis des Transistors i . Daher ist der aktuelle KI , wird in die Verstärker- und Bandgap-Kernteile erneut eingespeist, wodurch die zweite Self-Bias-Schleife aufgebaut wird.

Um den ordnungsgemäßen Betrieb bei geringem Stromverbrauch zu gewährleisten, wird der Strom KI , sollte etwas größer sein als der minimale Strombedarf des Verstärkers und des Bandgap-Kerns. Im vorgeschlagenen Design werden die Ströme durch MP6, MP7 und MP8 auf das gleiche Niveau eingestellt, I . Der Strom durch den Bandlückenkern beträgt 2I . Daher ist die Beziehung 6 ≥ K> 5, sollte erfüllt sein [12,13,14].

V _REF Generatorschaltung

Das V _REF Im rechten Teil von Fig. 2 ist eine Generatorschaltung dargestellt, die aus einem Verstärker und einem Bandgap-Kern besteht. Wie in Gleichung (2) gezeigt, wird die PTAT-Offsetspannung des Verstärkers durch die SBCS-Schleifen [15] gemultiplext. Dadurch wird der Strom durch R1, R2 und R_Trimmen ist der PTAT-Strom, der als Temperaturkompensation des negativen TC von Q4 und Q5 verwendet wird. Die erzeugte Referenzspannung, V _REF , kann ausgedrückt werden als

$$ {V}_{REF}=2{V}_{BE}+\left(1+\frac{R_2+{R}_{Trim\min g}}{R_1}\right){V}_T\ In N $$ (4)

Mit der Verhältniseinstellung von (R ₂ + R _{Trimmen min g} )/R ₁ , kann eine temperaturkompensierte Referenzspannung mit niedriger Temperaturdrift realisiert werden.

Feedback

Im Verstärker- und Bandgap-Kern ist ein LNFL aufgebaut, der aus zwei kleinen LNFLs besteht. Der erste, loop1, geht vom Eingang des Verstärkers zu V _REF , und Feedback zum Eingang des Verstärkers. Der andere, loop2, ist von V _REF durch Bandgap-Kern zum Stromende des Verstärkers und Feedback zu V _REF . Für loop1 gibt es mit dem Eingang des Verstärkers positive und negative Gegenkopplungs-Doppel-Local-Loops. Die positive Rückkopplungsschleife besteht aus Q5, R2, R1, Q1, MP8 und MX. Die negative Rückkopplungsschleife besteht aus Q5, R2, Q2 und MX. Die Verstärkung der positiven und negativen Rückkopplungsschleife wird abgeleitet als

$$ {A}_{V, PF}=\frac{R_{Trim\min g}}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2}{g}_{m,Q1} {r}_{o, MP8} $$ (5) $$ {A}_{V, NF}=\frac{R_1+{R}_{Trim\min g}}{R_1+{R}_{Trim\ min g}+{R}_2}{g}_{m,Q2}{r}_{o, MP8} $$ (6)

wo g _{m , Q 1} ist die Steilheit des Transistors Q1, r _{o , MP 8} ist der Ausgangswiderstand des Transistors MP8 und der g _m von Q1 und Q2 ist ungefähr gleich. Da die Wirkung der negativen Rückkopplungsschleife stärker ist als die der positiven Rückkopplungsschleife, verhält sich die Schleife1 wie eine Rückkopplungsschleife, deren Schleifencharakteristik ausgedrückt werden kann als

$$ {T}_{\mathrm{loop}1}\approx \frac{R_1}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2}{g}_{m,Q1}{r }_{o, MP8} $$ (7) $$ {p}_0\approx \frac{1}{r_{o, MP8}{C}_1} $$ (8)

wo p ₀ ist der dominierende Pol. In Bezug auf loop2 kann die Leistung angegeben werden durch

$$ {T}_{\mathrm{loop}2}\approx \frac{1/{g}_{m, MP8}}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2} $ $ (9) $$ {p}_1\approx \frac{g_{m, MP8}}{C_1} $$ (10)

wo g _{m , MP 8} ist die Steilheit des Transistors MP8 und p ₁ ist der dominierende Pol. Als Ergebnis beträgt die Gesamtschleifenverstärkung von LNFL

$$ {T}_{\mathrm{LNFL}}\approx \frac{R_1{g}_{m,Q1}{r}_{o, MP8}+1/{g}_{m, MP8}} {R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2}\frac{1+s/{z}_0}{\left(1+s/{p}_0\right)\left(1+ s/{p}_1\right)} $$ (11)

Unter Berücksichtigung von Gleichung (2) kann Gleichung (11) umgeschrieben werden als,

$$ {T}_{\mathrm{LNFL}}\approx \frac{r_{o, MP8}\ln N+1/{g}_{m, MP8}}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2}\frac{1+s/{z}_0}{\left(1+s/{p}_0\right)\left(1+s/{p}_1\right)} $$ (12)

wo z ₀ ≈ g _{m , MP 8} /[C ₁ (1 + 1/ ln N )]. Seit N =8 im vorgeschlagenen Design macht es die Null, z ₀ , ungefähr gleich dem doppelten Pol, p ₁ , die die Schleifenbandbreite von LNFL um das Doppelte erweitern kann.

Eine GSBL wird durch den Stromverstärker, den Bandlückenkern und den Verstärker gebildet, die einen Vorstrom für die gesamte Schaltung in einem selbstvorgespannten Verfahren mit verbesserter PSRR-Leistung bereitstellen können. Die Schleifenverstärkung von GSBL kann angegeben werden durch

$$ {T}_{\mathrm{GSBL}}\approx \frac{K\left(1/3{g}_{m, MP8}\Big\Vert 1/{g}_{m, MX}\ rechts)}{R_1+{R}_{Trim\min g}+{R}_2} $$ (13)

wo g _{m , MX} ist die Steilheit des Transistors M _X . Der Haupteffekt des Transistors M _X besteht darin, die äquivalente Impedanz bei V . zu senken _REF mit dem Komfort der Schleifenkompensation. T _GSBL ist im vorgeschlagenen Design kleiner als eins eingestellt, wodurch Schwingungen vermieden werden können.

Mit Hilfe von LNFL und GSBL wird die Stabilität der erzeugten Referenzspannung, V _REF , kann stark verbessert werden.

PSRR der vorgeschlagenen Spannungsreferenz

Um die PSRR-Berechnung der vorgeschlagenen Schaltung zu vereinfachen, wird der äquivalente Widerstand des von der Referenzspannung gespeisten Teils, V _REF , wird zunächst berechnet. Das Berechnungsdiagramm dieses Teils ist in Abb. 3 [16] dargestellt.

R_eq Berechnungsdiagramm

Abbildung 4a zeigt ein Kleinsignalmodell für die Ersatzwiderstandsberechnung der Schaltungszweige 1, 2, bei denen Ströme I ₁ und ich ₂ Fluss in Fig. 3, bzw.. Dann ist der äquivalente Widerstand R _{eq 1,2} , kann ausgedrückt werden als

$$ {R}_{eq1,2}\approx \frac{3{R}_{eq,4}{r}_{o,Q1}}{3{g}_{m,Q1}{r} _{o,Q1}\left({R}_T+{R}_1+{r}_{o,Q3}\right)+{g}_{m,Q1}{R}_1{r}_{o, Q1}+3{R}_{eq,4}} $$ (14)

wo g _{m ,Q 1} und r _{o ,Q 1} sind die Steilheit bzw. der Ausgangswiderstand von Q1; R _{eq 4} ist der äquivalente Widerstand des Zweiges mit I ₄ . Da die in Fig. 2 gezeigte Gatespannung von MP6 durch die Drainspannung von MP7 bestimmt wird, sollte auch die Netzteilrauschdämpfung (PSNA) am Knoten M berechnet werden, die gegeben werden kann durch

$$ {V}_M=\Delta {V}_{ref}+\frac{g_{m,Q1}{R}_1{r}_{o,Q2}}{2{g}_{m, MP7 }\left({r}_{o,Q2}+{r}_{o, MP8}\right){R}_{eq4}}\Updelta {V}_{ref}\approx \Updelta {V} _{ref} $$ (15)

wo r _{o ,MP 8} und r _{o ,Q 2} sind der Ausgangswiderstand von MP8 bzw. Q2; g _{m ,MP 7} ist die Transkonduktanz von MP7. Wie in Gleichung (15) beansprucht, hat das Versorgungsrauschen einen geringen Einfluss auf die Source-Gate-Spannung von MP6. Dadurch wirkt MP6 wie eine hohe Impedanz, r _{o ,MP 6} , das die Rauscheinflüsse von den Verstärker- und Bandgap-Kernteilen trennt.

Kleinsignalmodell für R_eq . a R_eq1,2 Berechnungsdiagramm. b R_eq3 Berechnungsdiagramm. c R_eq4 Berechnungsdiagramm

Der äquivalente Widerstand des Zweigs mit I ₃ in Fig. 3 kann aus Fig. 4b abgeleitet werden, die ausgedrückt werden kann als

$$ {R}_{eq3}\approx \frac{6{R}_{eq,4}}{g_{m, mx}\left[3{g}_{m,Q1}{r}_{ o,Q1}\left({R}_T+{R}_1+{r}_{o,Q3}\right)+3{R}_{eq,4}+{g}_{m,Q1}{r }_{o,Q1}{R}_1\right]} $$ (16)

wo g _{m ,Mx} ist die Steilheit von Mx. Das Kleinsignalmodell des äquivalenten Widerstands eines Zweigs mit I ₄ in Fig. 3 ist in Fig. 4c gezeigt, das heißt,

$$ {R}_{eq4}\approx 1/{g}_{m,Q5}+{R}_1+{R}_T+1/{g}_{m,Q4}+{R}_2 $$ (17)

Daher beträgt der Kleinsignal-Äquivalentwiderstand der Verstärker- und Bandlücken-Kernteile in Fig. 3 $$ {R}_{eq}={R}_{eq1,2}\left\Vert {R}_{eq3}\right\Vert {R}_{eq4} $$ (18)

Daher kann die Gesamt-PSRR der vorgeschlagenen Spannungsreferenz in Abb. 5 dargestellt werden. Die PSRR kann angegeben werden durch

$$ \frac{\Updelta {V}_{ref}}{\Updelta {V}_{CC}}\approx \frac{6{R}_{eq,4}}{g_{m, mx}{ g}_{m, mp3}{r}_{o, mp3}{r}_{o, mp6}\left[3{g}_{m,Q1}{r}_{o,Q1}\left ({R}_T+{R}_1+{r}_{o,Q3}\right)+3{R}_{eq,4}+{g}_{m,Q1}{r}_{o,Q1 }{R}_1\right]} $$ (19)

Seit g _m r _o> > 1 ist allgemein gültig, der Einfluss von Netzteilrauschen auf die erzeugte Referenzspannung wird stark unterdrückt.

Kleinsignalmodell für PSRR

Ergebnisse und Diskussion

Die Spannungsreferenz wird in einem 180 nm BCD-Prozess implementiert, dessen Layout in Fig. 6 gezeigt ist und einen 0,05690 mm² . einnimmt aktiver Bereich.

Layout der vorgeschlagenen Schaltung

Die simulierten Anlaufwellenformen sind in Abb. 7 dargestellt, die den Einschwingvorgang beim Aufbau der Versorgungsspannung veranschaulicht. Wenn die Versorgungsspannung klein ist, wird die gesamte Referenzschaltung nicht vollständig betrieben, was bedeutet, dass der Anlaufzweigstrom sehr klein ist und die Referenzspannung auf Null gehalten wird. Mit dem Anstieg der Versorgungsspannung ist die erzeugte Referenzspannung zunächst stabil bei ungefähr 2V _SEIN aufgrund des anormalen Betriebs des Verstärkerteils in Fig. 2. Wenn die Versorgungsspannung über die minimal erforderliche Versorgungsspannung des vorgeschlagenen BGR ansteigt, beginnt der Kern-Operationsverstärker zu arbeiten, und die Referenzspannung wird schnell auf den gewünschten Wert stabilisiert. Außerdem sinkt der Anlaufstrom bei einer gewünschten Referenzspannung gegen Null, während das vorgeschlagene SBCS die Stromversorgung mit dem GSBL ersetzt. Der Stromverbrauch der Startschaltung macht einen kleinen Teil des Chips aus.

Einschwingverhalten beim Anlauf der vorgeschlagenen Spannungsreferenz

Die Temperaturcharakteristik der erzeugten Referenzspannung, V _REF , sind in Abb. 8 dargestellt. Die Spannungsänderung von V _REF im Bereich von -55 °C ~ 125 °C ist 11,3 mV, wobei ein TC von 25 ppm/°C erreicht wird.

Temperaturabhängigkeit der erzeugten Referenzspannung

Abbildung 9 zeigt die Leitungsempfindlichkeit (LS) der Referenzausgangsspannung. Die vorgeschlagene BGR kann erfolgreich über 3 V Versorgungsspannung und V _REF Die Abweichung beträgt 0,2 mV innerhalb von 3 -5 V Versorgungsspannung. Damit wird ein guter LS von 0,08‰/V realisiert.

Versorgungsabhängigkeit der erzeugten Referenzspannung

Die verbesserte PSRR-Leistung ist in Fig. 10 dargestellt, die einen PSRR von 76 dB hat, der mit den theoretischen Ergebnissen in Gleichung (19) bei niedrigen Frequenzen und über 46 dB bis zu 1 MHz übereinstimmt.

PSRR-Charakteristik der vorgeschlagenen Spannungsreferenz

Für den vorgeschlagenen BGR ist ein konventionelles binäres Trimmverfahren geeignet, das ein 8-Bit-Trimmen für R . anwendet _Trimmen . Dadurch kann ein 9 mV/LSB-Trimmschritt realisiert werden. Tabelle 1 zeigt die Leistung der getrimmten Spannungsreferenz mit einer Versorgungsspannung von 3 -5 V und einem Temperaturbereich von -55 bis 125 °C unter unterschiedlichen Prozessecken, die typische, langsame und schnelle Fälle umfassen. Wie in Tabelle 1 gezeigt, liegt die Temperaturdrift innerhalb von 0,6%, der LS liegt unter 0,12‰/V und der PSRR liegt über 71 dB@10 Hz.

Tabelle 2 enthält die charakteristische Zusammenfassung der vorgeschlagenen Spannungsreferenz und den Vergleich mit einigen zuvor gemeldeten Spannungsreferenzen. Da die vorgeschlagene Spannungsreferenz auf eine hohe Versorgungsstabilität abzielt, wird in dieser Arbeit keine Temperaturkompensation höherer Ordnung verwendet. Daher ist der TC von [11,12,13], der sich hauptsächlich auf Temperatur- oder Leistungsoptimierungsmethoden konzentriert, kleiner als der der vorgeschlagenen Spannungsreferenz. Der TC der vorgeschlagenen Spannungsreferenz kann bei Bedarf mit in der Literatur beschriebenen Krümmungskompensationsverfahren weiter optimiert werden. Mit der vorgeschlagenen kompaktierten Struktur werden LNFL und GSBL gleichzeitig mit einer temperaturunabhängigen Referenzspannung realisiert, die die beste PSRR- und LS-Leistung in Tabelle 2 aufweist.

Schlussfolgerung

In diesem Beitrag wird ein kompaktierter selbstverzerrter BGR mit hohem PSRR vorgestellt. Die PTAT-Spannung wird durch einen Operationsverstärker mit unsymmetrischer Eingangs-Offsetspannung realisiert und die negative Temperaturspannung wird überlagert, um eine Referenzausgangsspannung zu erzeugen. Gleichzeitig werden zwei Rückkopplungsschleifen, LNFL und GSBL, mit gleichen Teilen für Temperaturstabilität realisiert, was den strukturellen Aufwand reduziert. Dies führt zu einer Selbstversorgung des Versorgungsstroms und einer Verbesserung der Empfindlichkeit der Stromversorgung bei hohem PSRR.