Selbstvorspannender Bandlückenreferenz erreicht 180 nm, 80 dB PSRR – Niedrigleistungs, hochpräzise Temperaturkompensation

Zusammenfassung

In dieser Arbeit wird ein verbesserter selbstvorspannender Bandlückenreferenz (BGR) mit hohem Netzstörunterdrückungsverhältnis (PSRR) vorgestellt. Ein Operationsverstärker, der einen Rückkopplungskreis bildet, wird mit der Erzeugung einer positiv temperaturkoeffizienten (TC) Spannung für geringeren Stromverbrauch multiplexiert, wobei eine Offsetspannung verwendet wird, um eine proportional zur absoluten Temperatur (PTAT) Spannung zu erreichen. Mit der temperaturunabhängigen Referenzgeneration werden gleichzeitig zwei Rückkopplungsschleifen für PSRR-Verbesserung realisiert, die eine lokale negative Rückkopplungsschleife (LNFL) und eine globale selbstvorspannende Schleife (GSBL) bilden. Der vorgeschlagene BGR wird in einer 180 nm BCD-Technologie implementiert, dessen Ergebnisse zeigen, dass die generierte Referenzspannung 2,506 V beträgt, und der TC 25 ppm/°C im Temperaturbereich von -55 bis 125 °C beträgt. Die Leitungsempfindlichkeit (LS) beträgt 0,08 ‰/V. Ohne jeden Filterkondensator beträgt der PSRR 76 dB bei niedrigen Frequenzen, über 46 dB bis 1 MHz.

Einleitung

Spannungsreferenz ist eines der Kernmodule in elektronischen Systemen, das breit in Medizinelektronik, Energiemanagement, drahtlosen Umweltsensoren und Kommunikationsschaltungen eingesetzt wird. Mit der Technologieverbesserung schrumpft der Chipbereich weiter, und die Störfestigkeit nimmt weiter zu, und die Anforderungen an strukturelle Optimierung und Rauschimmunität von Spannungsreferenzen steigen dramatisch, besonders in nanoskaligen Anwendungen.

Konventionelle Bandlückenreferenz (BGR) Schaltungen erfordern zusätzliche Schaltungsblöcke, um Vorspannstrom für die gesamte Schaltung bereitzustellen, was den Schaltungsbereich und Stromverbrauch stark erhöht. Gleichzeitig wird der erzeugte Vorspannstrom stark von der Temperatur beeinflusst, was den Temperaturkoeffizienten (TC) der Referenzspannung beeinträchtigt. Viele Hochordnungskompensationstechniken für verbesserten TC wurden berichtet, wie stückweise Krümmungskompensation, exponentielle Krümmungskompensation, leckstrombasierte Wurzelkompensation (LSRC) usw. Ein weiterer Nachteil konventioneller BGR-Schaltungen ist, dass sie stark von der externen Umgebung beeinflusst werden und die Ausgangsspannung instabil ist, was der Fokus dieses Artikels ist.

Das Netzstörunterdrückungsverhältnis (PSRR) ist ein wichtiger Parameter zur Messung der Rauschimmunität einer Spannungsreferenz. Konventionelle Lösungen zur PSRR-Verbesserung gehen zu Lasten von Chipfläche und Stromverbrauch, wie zusätzliche Verstärker, Langkanaltransistoren, Kaskodestrukturen, zusätzliche Verstärkerstufen usw. Aktive Dämpfung und Impedanzanpassungskompensation wurden verwendet, um PSRR bei niedrigen und hohen Frequenzen zu verbessern. Yue et al. nutzten Kaskodestromspiegel zur PSRR-Verbesserung. Body-Bias- und negative Rückkopplungstechniken wurden für hohe PSRR genutzt.

Um die oben genannten Probleme zu überwinden, wird in dieser Kurzarbeit ein verbesserter selbstvorspannender BGR mit hohem PSRR vorgeschlagen. Zwei Rückkopplungsschleifen werden gleichzeitig für PSRR-Verbesserung realisiert, die eine lokale negative Rückkopplungsschleife (LNFL) und eine globale selbstvorspannende Schleife (GSBL) bilden. Gleichzeitig wird eine selbstvorspannende Stromquelle (SBCS) für den gesamten BGR erreicht. Im stationären Zustand wird der vorgeschlagene BGR durch die GSBL selbstversorgt, ohne zusätzliche Vorspannstrommodule und Chipfläche. Die vorgestellte Technik trennt die Versorgungsspannung von der Ausgangsreferenzspannung durch einen in der GSBL eingebetteten Stromverstärker, was den PSRR effektiv verbessern kann. Zusätzlich wird zur Verhinderung der Ausgangsspannungsinstabilität eine LNFL am Ausgangsspannungsterminal entworfen, um die Ausgangsspannung stabil zu halten. Was mehr ist, wird die temperaturstabile Referenzspannung mit LNFL und GSBL auf multiplexende Weise generiert. Mit diesen Methoden wird ein selbstvorspannender BGR mit hoher PSRR-Verbesserung mit kompakter Struktur und Stromverbrauch implementiert.

Methode

Wie in Abb. 1 gezeigt, besteht die vorgeschlagene BGR-Schaltung aus einer Startschaltung, einem Stromverstärker, einem Operationsverstärker und einem Bandlückenreferenzkern. Die Startschaltung dient dazu, den Null-Entartungspunkt zu überwinden. Die eingebaute Offsetspannung im Verstärker wird auf PTAT-Spannung eingestellt, was einen PTAT-Strom durch Widerstand R1 realisieren kann. Mit dem positiven TC der Spannung über R1 und R2 kann der negative TC von VBE(Q5) und VBE(Q4) ordnungsgemäß kompensiert werden, um eine temperaturstabile Referenzspannung am Knoten VREF zu erreichen. Gleichzeitig wird eine LNFL mit Hilfe eines Verstärkers zur Leistungsverbesserung gebildet. In Kombination mit dem Stromverstärker oben in Abb. 1 wird eine GSBL für weitere PSRR-Verbesserung realisiert. Die detaillierte Implementierung des vorgeschlagenen BGR ist in Abb. 2 dargestellt.

Startschaltung

Die Startschaltung ist im linken Teil von Abb. 2 dargestellt. Zu Beginn der Startphase ist die Ausgangsspannung VREF auf niedrigem Niveau, was MN8 und MN9 ausgeschaltet hält. Der Strom durch MP1_1 wird verwendet, um einen Startstrom zu MP5 zu erzeugen, wobei MP1_1 als großer Widerstand mit sehr kleinem Aspektverhältnis fungiert. Die Spannung an VREF wird allmählich durch den Startstrom aufgeladen. Wenn die Spannung an VREF die minimale Betriebsspannung des Bandlückenkernteils überschreitet, wird der Vorspannstrom für den Verstärker erzeugt. Dies treibt den BGR zum gewünschten Betriebspunkt. Gleichzeitig werden die Transistoren MN8 und MN9 allmählich eingeschaltet, was den Versorgungsstrom von MP5 auf den selbstvorspannenden Strom umschaltet, der im Bandlückenkern erzeugt wird. Nach Abschluss des Starts wird der Startstrom nicht abgeschaltet, um VREF-Neujustierung im Falle eines Referenzspannungsabfalls aus irgendeinem Grund zu ermöglichen.

SBCS-Generator

Es gibt zwei SBCS-Schleifen im vorgeschlagenen BGR, die für Leistungsverbesserung hilfreich sind. Die erste befindet sich am Schwanzstrom des Verstärkers. Der PTAT-Strom durch Transistor Q4 wird in Q3 gespiegelt. Der Strom durch Q4 wird jedoch durch die Spannung über Widerstand R1 bestimmt, der auf die Eingangsoffsetspannung des Verstärkers geklemmt ist. Aufgrund der gleichen Aspektverhältnisse von MP7 und MP8 kann die Eingangsoffsetspannung des Verstärkers als VOS = VT ln N ausgedrückt werden, wobei N das Flächenverhältnis von Q1 und Q2 ist, und VT die thermische Spannung. Daher ist der Strom im Verstärker- und Bandlückenkernteil PTAT-Strom, der durch IR1 = VT ln N / R1 gegeben werden kann. Der Strom des Bandlückenreferenzkerns wird in den Verstärker als Schwanzstrom gespiegelt, was die erste selbstvorspannende Schleife bildet.

Die zweite SBCS-Schleife besteht aus dem Stromverstärker. Der in Gleichung (2) gezeigte PTAT-Strom wird durch den Stromspiegel von MP7 und MP6 in den Stromverstärker gespiegelt. Dann wird der Strom I um K als Stromquelle zum Knoten VREF verstärkt, was als K = k1 k2 beschrieben werden kann, wobei k1 = SMN6/SMN7, k2 = SMP3/SMP2, Si das Aspektverhältnis des Transistors i ist. Daher wird der Strom KI wieder in den Verstärker- und Bandlückenkernteil zurückgespeist, was die zweite Selbstvorspann-Schleife konstruiert.

Um den ordnungsgemäßen Betrieb mit geringem Stromverbrauch zu garantieren, sollte der Strom KI etwas größer sein als die minimale Stromanforderung von Verstärker und Bandlückenkern. Im vorgeschlagenen Design sind die Ströme durch MP6, MP7 und MP8 auf dem gleichen Niveau I eingestellt. Der Strom durch den Bandlückenkern beträgt 2I. Daher sollte die Beziehung 6 ≥ K > 5 erfüllt sein.

VREF-Generatorschaltung

Der VREF-Generatorschaltung ist im rechten Teil von Abb. 2 dargestellt, der aus einem Verstärker und Bandlückenkern besteht. Wie in Gleichung (2) gezeigt, wird die PTAT-Offsetspannung des Verstärkers durch die SBCS-Schleifen multiplexiert. Dies macht den Strom durch R1, R2 und RTrimming zu PTAT-Strom, der als Temperaturkompensation des negativen TC von Q4 und Q5 verwendet wird. Die generierte Referenzspannung VREF kann als VREF = 2VBE + (1 + (R2 + RTrimming)/R1) VT ln N ausgedrückt werden. Mit der Verhältnisanpassung von (R2 + RTrimming)/R1 kann eine temperaturkompensierte Referenzspannung mit niedrigem Temperatdrift realisiert werden.

Rückkopplung

Eine LNFL wird im Verstärker und Bandlückenkern etabliert, die aus zwei kleinen LNFLs gebildet wird. Die erste, Schleife1, geht vom Eingang des Verstärkers zu VREF und zurück zum Eingang des Verstärkers. Die andere, Schleife2, geht von VREF durch den Bandlückenkern zum Schwanzstrom des Verstärkers und zurück zu VREF. Für Schleife1 gibt es positive und negative Rückkopplung doppelte lokale Schleifen mit dem Eingang des Verstärkers. Die positive Rückkopplungsschleife besteht aus Q5, R2, R1, Q1, MP8 und MX. Die negative Rückkopplungsschleife besteht aus Q5, R2, Q2 und MX. Der Gewinn der positiven und negativen Rückkopplungsschleife wird als AVPF = (RTrimming/(R1+RTrimming+R2)) gm,Q1 ro,MP8 und AVNF = ((R1+RTrimming)/(R1+RTrimming+R2)) gm,Q2 ro,MP8 abgeleitet, wobei gm,Q1 die Transkonduktanz des Transistors Q1, ro,MP8 der Ausgangswiderstand des Transistors MP8 ist, und gm von Q1 und Q2 annähernd gleich ist. Da der Effekt der negativen Rückkopplungsschleife stärker ist als der der positiven Rückkopplungsschleife, verhält sich Schleife1 als Rückkopplungsschleife, deren Schleifencharakteristik als Tloop1 ≈ (R1/(R1+RTrimming+R2)) gm,Q1 ro,MP8 ausgedrückt werden kann, wobei p0 ≈ 1/(ro,MP8 C1) der dominante Pol ist. Bezüglich Schleife2 kann die Leistung als Tloop2 ≈ (1/gm,MP8)/(R1+RTrimming+R2) gegeben werden, wobei p1 ≈ gm,MP8/C1 der dominante Pol ist. Als Ergebnis ist der Gesamtverstärkungsfaktor der LNFL T_LNFL ≈ (R1 gm,Q1 ro,MP8 + 1/gm,MP8)/(R1+RTrimming+R2) * (1+s/z0)/((1+s/p0)(1+s/p1)), wobei z0 ≈ gm,MP8/[C1(1+1/ln N)]. Da N = 8 im vorgeschlagenen Design ist, macht dies den Nullpunkt z0 annähernd gleich dem doppelten Pol p1, was die Schleifenbandbreite der LNFL um das Doppelte erweitern kann.

Eine GSBL wird durch den Stromverstärker, Bandlückenkern und Verstärker gebildet, die den Vorspannstrom für die gesamte Schaltung auf selbstvorspannende Weise mit verbesserter PSRR-Leistung bereitstellen können. Der Schleifenverstärkungsfaktor der GSBL kann als T_GSBL ≈ K(1/3 gm,MP8 || 1/gm,MX)/(R1+RTrimming+R2) gegeben werden, wobei gm,MX die Transkonduktanz des Transistors MX ist. Der Haupteffekt des Transistors MX besteht darin, die äquivalente Impedanz an VREF zu senken, mit der Bequemlichkeit der Schleifenkompensation. T_GSBL wird im vorgeschlagenen Design auf kleiner als eins eingestellt, um Oszillation zu vermeiden.

Mit Hilfe von LNFL und GSBL kann die Stabilität der generierten Referenzspannung VREF erheblich verbessert werden.

PSRR der vorgeschlagenen Spannungsreferenz

Um die PSRR-Berechnung der vorgeschlagenen Schaltung zu vereinfachen, wird zuerst der äquivalente Widerstand des Teils berechnet, der von der Referenzspannung VREF versorgt wird. Das Berechnungsdiagramm dieses Teils ist in Abb. 3 dargestellt. Abb. 4a zeigt ein Kleinsignalmodell für die äquivalente Widerstandsberechnung der Schaltungszweige 1, 2, wo Ströme I1 und I2 in Abb. 3 fließen. Dann kann der äquivalente Widerstand Req1,2 als Req1,2 ≈ (3 Req,4 ro,Q1)/(3 gm,Q1 ro,Q1 (RT+R1+ro,Q3) + gm,Q1 R1 ro,Q1 + 3 Req,4) ausgedrückt werden, wobei gm,Q1 und ro,Q1 Transkonduktanz und Ausgangswiderstand von Q1 sind; Req,4 der äquivalente Widerstand des Zweigs mit I4 ist. Da die Gaterspannung von MP6 in Abb. 2 durch die Drainenspannung von MP7 bestimmt wird, muss auch die Versorgungsspannungsrauschdämpfung (PSNA) am Knoten M berechnet werden, was als VM = ΔVref + (gm,Q1 R1 ro,Q2)/(2 gm,MP7 (ro,Q2+ro,MP8) Req4) ΔVref ≈ ΔVref gegeben werden kann, wobei ro,MP8 und ro,Q2 die Ausgangswiderstände von MP8 und Q2 sind; gm,MP7 die Transkonduktanz von MP7. Wie in Gleichung (15) behauptet, hat das Versorgungsrauschen wenig Einfluss auf die Source-Gate-Spannung von MP6. Dies lässt MP6 als hohe Impedanz ro,MP6 fungieren, die die Rauscheinflüsse vom Verstärker- und Bandlückenkernteil trennt.

Der äquivalente Widerstand des Zweigs mit I3 in Abb. 3 kann durch Abb. 4b abgeleitet werden als Req3 ≈ 6 Req,4/(gm,mx[3 gm,Q1 ro,Q1 (RT+R1+ro,Q3) + 3 Req,4 + gm,Q1 ro,Q1 R1]), wobei gm,mx die Transkonduktanz von Mx ist. Das Kleinsignalmodell des äquivalenten Widerstands des Zweigs mit I4 in Abb. 3 ist in Abb. 4c gezeigt, was Req4 ≈ 1/gm,Q5 + R1 + RT + 1/gm,Q4 + R2 ist. Daher ist der kleinsignalige äquivalente Widerstand der Verstärker- und Bandlückenkernteile in Abb. 3 Req = Req1,2 || Req3 || Req4. Daher kann der gesamte PSRR der vorgeschlagenen Spannungsreferenz in Abb. 5 illustriert werden. Der PSRR kann als ΔVref/ΔVCC ≈ 6 Req,4/(gm,mx gm,mp3 ro,mp3 ro,mp6 [3 gm,Q1 ro,Q1 (RT+R1+ro,Q3) + 3 Req,4 + gm,Q1 ro,Q1 R1]) gegeben werden. Da gm ro >> 1 allgemein gültig ist, wird der Einfluss des Versorgungsrauschens auf die generierte Referenzspannung stark unterdrückt.

Ergebnisse und Diskussion

Die Spannungsreferenz wird in einem 180 nm BCD-Prozess implementiert, deren Layout in Abb. 6 gezeigt ist und eine aktive Fläche von 0,05690 mm² einnimmt. Die simulierten Startwellenformen sind in Abb. 7 dargestellt, die den transitorischen Vorgang mit der Etablierung der Versorgungsspannung illustrieren. Wenn die Versorgungsspannung klein ist, ist die gesamte Referenzschaltung nicht vollständig in Betrieb, was bedeutet, dass der Startzweigenstrom sehr klein ist und die Referenzspannung bei null gehalten wird. Mit steigender Versorgungsspannung wird die generierte Referenzspannung zunächst bei ca. 2VBE stabil, aufgrund des abnormalen Betriebs des Verstärkerteils in Abb. 2. Wenn die Versorgungsspannung über die minimale erforderliche Versorgungsspannung des vorgeschlagenen BGR steigt, beginnt der Kern-Operationsverstärker zu arbeiten, und die Referenzspannung stabilisiert sich schnell am gewünschten Wert. Außerdem fällt der Startstrom auf etwa null mit einer gewünschten Referenzspannung, während die vorgeschlagene SBCS die Stelle der Stromversorgung mit der GSBL einnimmt. Der Stromverbrauch der Startschaltung macht einen kleinen Teil des Chip-Stromverbrauchs aus.

Die Temperatureigenschaften der generierten Referenzspannung VREF sind in Abb. 8 gezeigt. Die Spannungsvariation von VREF im Bereich von -55 °C bis 125 °C beträgt 11,3 mV, wobei ein TC von 25 ppm/°C erreicht wird. Abb. 9 demonstriert die Leitungsempfindlichkeit (LS) der Referenzausgangsspannung. Der vorgeschlagene BGR kann erfolgreich über 3 V Versorgungsspannung etabliert werden, und die VREF-Variation beträgt 0,2 mV innerhalb von 3-5 V Versorgungsspannung. Dies bedeutet eine gute LS von 0,08 ‰/V. Die verbesserte PSRR-Leistung ist in Abb. 10 dargestellt, die einen PSRR von 76 dB aufweist, der mit theoretischen Ergebnissen in Gleichung (19) bei niedrigen Frequenzen übereinstimmt und über 46 dB bis 1 MHz beträgt. Konventionelle binäre Trimmmethode ist für den vorgeschlagenen BGR geeignet, der ein 8-Bit-Trimming für RTrimming verwendet. Dies kann einen 9 mV/LSB Trimm-Schritt realisieren. Tabelle 1 zeigt die Leistung der getrimmten Spannungsreferenz mit 3-5 V Versorgungsspannung und -55 bis 125 °C Temperaturbereich unter verschiedenen Prozessecken, die typische, langsame und schnelle Fälle umfassen. Wie in Tabelle 1 gezeigt, beträgt der Temperatdrift weniger als 0,6 %, die LS liegt unter 0,12 ‰/V, und der PSRR liegt über 71 dB@10 Hz. Tabelle 2 gibt die Charakteristikzusammenfassung der vorgeschlagenen Spannungsreferenz und den Vergleich mit einigen zuvor berichteten Spannungsreferenzen. Da die vorgeschlagene Spannungsreferenz auf hohe Versorgungsstabilität abzielt, wird keine Hochordnungstemperaturkompensation in dieser Arbeit genutzt. Daher ist der TC von [11,12,13], die sich hauptsächlich auf Temperatur- oder Leistungsoptimierungsmethoden konzentrieren, kleiner als der der vorgeschlagenen Spannungsreferenz. Der TC der vorgeschlagenen Spannungsreferenz kann mit literaturberichteten Krümmungskompensationsmethoden weiter optimiert werden. Mit der vorgeschlagenen kompakten Struktur werden LNFL und GSBL mit einer temperaturunabhängigen Referenzspannung gleichzeitig realisiert, was die beste PSRR- und LS-Leistung in Tabelle 2 aufweist.

Fazit

In dieser Arbeit wird ein kompakter selbstvorspannender BGR mit hohem PSRR vorgestellt. Die PTAT-Spannung wird durch einen Operationsverstärker mit asymmetrischer Eingangsoffsetspannung implementiert, und die negative Temperaturs pannung wird überlagert, um eine Referenzausgangsspannung zu generieren. Gleichzeitig werden zwei Rückkopplungsschleifen, LNFL und GSBL, mit denselben Teilen für Temperaturstabilität realisiert, was die strukturelle Komplexität reduziert. Dies führt zur Selbstversorgung des Versorgungsstroms und zur Verbesserung der Versorgungsempfindlichkeit mit hohem PSRR.

Verfügbarkeit von Daten und Materialien

Alle während dieser Studie generierten oder analysierten Daten sind in diesem veröffentlichten Artikel enthalten.

Abkürzungen

BGR:

Bandlückenreferenz

PSRR:

Netzstörunterdrückungsverhältnis (Power Supply Rejection Ratio)

TC:

Temperaturkoeffizient

PTAT:

Proportional zur absoluten Temperatur

LNFL:

Lokale negative Rückkopplungsschleife