Digital oder Analog? Wie sollte die Kombination und Trennung von I und Q erfolgen?

Wie soll die Kombination von I und Q erfolgen? Analog oder digital? In diesem Artikel werden die Grundlagen des analogen und digitalen IQ-Ansatzes erörtert.

Analoge IQ-Modulatoren (für Sender) und IQ-Demodulatoren (für Empfänger) werden seit Jahrzehnten verwendet ([1] bis [3]).

Kürzlich wurden neue A/D- und D/A-Wandler eingeführt, die eine ZF direkt von 1 bis 4 GHz abtasten können; Probenahme in der 2., 3. und 4. Nyquist-Zone ([4] bis [7]). Diese ermöglichen in Kombination mit schneller digitaler Logik, dass das Kombinieren (für A/D) und die Trennung (für D/A) digital erfolgen ([8] bis [21]). Dies ist in Abbildung 1(a) (für einen Modulator) und Abbildung 1(b) (für einen Demodulator) mit dem Datenkonverter (DAC oder ADC) in Position „D“ dargestellt.

Abbildung 1(a). Modulator

Abbildung 1(b). Demodulator

Andererseits weisen integrierte analoge I-, Q-Kombinierer und -Separatoren eine sehr gute Anpassung zwischen den I- und Q-Wegen auf, wodurch einige der Einwände gegen eine analoge Durchführung dieser Prozesse gelöst werden. Die analoge Technik erfordert auch doppelt so viele Datenwandler (A/Ds oder D/As) als die direkte Abtastung bei ZF, aber sie laufen mit niedrigeren Abtastraten; Sie sind daher billiger und benötigen weniger Strom. Dies ist in Abbildung 1(a) (für einen Modulator) und Abbildung 1(b) (für einen Demodulator) mit dem Datenkonverter (DAC oder ADC) in Position „A“ dargestellt.

Der Autor beginnt, über diese Frage nachzudenken. Er fragte in mehreren LinkedIn-Gruppen nach Meinungen und erhielt wertvolle Antworten. Mit Zustimmung der Anerkannten werden sie nachstehend anerkannt. Er fand auch alle Informationen, die er über die Eigenschaften moderner integrierter Schaltungen (ICs) für diese Funktionen konnte, und die Ergebnisse der für diese ICs ermittelten Leistungsanforderungen heraus. Daraus versuchte er, alle allgemeinen Schlussfolgerungen zu ziehen, die zur Beantwortung der Frage möglich waren; „Sollte die IQ-Modulation und -Demodulation analog oder digital erfolgen?“

Analoger IQ-Ansatz

Den analogen IQ-Ansatz gibt es seit Jahrzehnten ([1] bis [3]). Jedes ZF- oder HF-Signal kann dargestellt werden durch

R(t) =I(t)cos(2πft) +Q(t)sin(2πft)

wobei f die Trägerfrequenz ist, I(t) als In-Phase-Komponente bezeichnet wird und Q(t) als Quadratur-Komponente bezeichnet wird. Ein analoger IQ-Modulator nimmt die Basisbandsignale I(t) und Q(t) und bildet R(t). Dies ist in Abbildung 1(a) mit den DACs in Position A gezeigt. Ein analoger IQ-Demodulator nimmt R(t) als Eingabe und bildet I(t) und Q(t). Dies ist in Abbildung 1(b) mit den DACs in Position A gezeigt.

Ein kritisches Problem beim analogen Ansatz besteht darin, dass die Verstärkungen durch die beiden Pfade identisch bleiben und die Phasendifferenz genau 90º beträgt. Manchmal werden die beiden Tiefpassfilter für diese Anforderungen vernachlässigt. Sie sollten für alle Frequenzen, bei denen eine signifikante Signalenergie vorhanden ist, exakt verstärkungs- und phasenangepasst sein. Eine genauere Quantifizierung dieser Anforderungen und der Beeinträchtigungen durch Abweichungen davon wird in einem späteren Artikel gezeigt.

Digitaler IQ-Ansatz

Jüngste Entwicklungen bei Hochgeschwindigkeits-Datenwandlern (DACs und ADCs) haben dazu geführt, dass das IQ-Ungleichgewichtsproblem, das im Abschnitt „Analoger IQ-Ansatz“ diskutiert wird, durch digitale Implementierung der IQ-Modulator- und Demodulatorfunktionen, bei denen Verstärkung und Phase ohne erzeugt werden können, vermieden wird Fehler ([5], [8] bis [21]). Im Fall des Modulators befindet sich am Ausgang ein Hochgeschwindigkeits-DAC, wie in Abbildung 1(a) gezeigt, wobei sich der DAC in Position D befindet. Im Fall des Demodulators befindet sich am Eingang ein Hochgeschwindigkeits-ADC, wie in gezeigt Abbildung 1(b) mit dem ADC in Position B.

Oftmals nutzen diese digitalen Ansätze den Aliasing-Effekt aus, indem sie sogenanntes Bandpass-Sampling verwenden ([22] bis [24]. [24A], [24B]). Fig. 2(a) zeigt eine zeitlich abgetastete Wellenform. Abbildung 2(b) zeigt die Spektren des nicht abgetasteten und abgetasteten Signals. Der Sample-Takt des ADC erfüllt dieselbe Funktion wie der lokale Oszillator in einem HF-Mischer. Bei einem ADC kann ein analoger Filter nur ein Signal in einer Nyquist-Zone passieren lassen, und dieser Mischvorgang kann verwendet werden, um ein Signal in dieser Nyquist-Zone in das Basisband herunterzuwandeln.

Abbildung 2(a). Abtasten im Zeitbereich

Abbildung 2(b). Die Spektren des nicht abgetasteten und abgetasteten Signals

Bei DACs kann der Ausgang rechtzeitig angepasst werden, um die Leistung bei höheren Frequenzen zu verbessern.

Abbildung 3(a) zeigt einen DAC-Ausgang „Normal“ oder „Non-Return to Zero“ (NRZ). Nach jeder Abtastung bleibt die Ausgabe bis zur nächsten Abtastung konstant. Das analoge Spektrum ist in Abbildung 3(b) dargestellt.

Abbildung 3(a). Abtasten im Zeitbereich

Abbildung 3(b).

Abbildung 4(a) zeigt einen „Return to Zero“ (RZ) DAC-Ausgang. Nach jeder Abtastung bleibt die Ausgabe für eine halbe Abtastperiode konstant und geht dann auf Null. Dies hat den Effekt, dass die Amplitude in der zweiten Nyquist-Zone erhöht wird, wie in Abbildung 4(b) gezeigt.

Abbildung 4(a). Abtasten im Zeitbereich

Abbildung 4(b).

Abbildung 5(a) zeigt einen „Mix“- oder „RF“-DAC-Ausgang. Nach jeder Abtastung bleibt die Ausgabe für eine halbe Abtastperiode konstant und geht dann auf einen negativen Wert zurück. Dies ist der gleiche Vorgang wie bei einem Mischer, der beide Polaritäten der Wellenform des lokalen Oszillators verwendet. Das in Abbildung 5(b) gezeigte analoge Spektrum weist in der zweiten Nyquist-Zone eine noch größere Amplitude auf. Nachdem eine Wellenform mit einer der oben genannten Methoden erstellt wurde, müssen die gewünschten Frequenzen mit einem Tiefpass- oder Bandpassfilter herausgefiltert werden, um unerwünschte Alias- und Störantworten zu entfernen.

Abbildung 5(a). Abtasten im Zeitbereich

Abbildung 5(b).

Der digitale Ansatz vermeidet jegliche Probleme mit Quadraturungleichgewicht. Alle Datenkonverter haben jedoch aufgrund von Quantisierungs- und Abtasteffekten ihre eigenen unerwünschten Impartments. Einige dieser Effekte werden im nächsten Artikel gezeigt. Auch der Kosten- und Leistungsbedarf dieser Hochgeschwindigkeits-Datenwandler ist im Vergleich zu analogen IQ-Netzwerken oft hoch.

Danksagungen

Als die in diesem Bericht behandelten Fragen zum ersten Mal in den Köpfen des Autors auftauchten, bat er über einige LinkedIn-Gruppen um Kommentare. Es gingen mehrere nützliche Antworten ein. Diejenigen, die der Verwendung ihrer personenbezogenen Daten zugestimmt haben, sind; Gary Kaatz, Khaled Sayed (Consultix-Ägypten), Dieter Joos (ON Semiconductor) und Jaideep Bose (Asmaitha Wireless Technologies). Der Autor dankt auch seiner Frau Elizabeth, die sich wahrscheinlich fragte, was ihr Mann vorhatte; zurückgezogen in seinem Homeoffice, wo er einer Arbeit nachgeht, für die er anscheinend nicht bezahlt wurde.

Referenzen

Die folgenden Referenzen werden für jeden der Artikel dieser Serie verwendet.

Analoge IQ-Modulatoren und -Demodulatoren:Allgemeine Beschreibungen

[1] Shou-Hsien Weng; Che-Hao Shen; Hong-Yeh Chang, „Ein bidirektionaler CMOS-IQ-Modulator/-Demodulator mit breiter Modulationsbandbreite für Mikrowellen- und Millimeterwellen-Gigabit-Anwendungen“, Microwave Integrated Circuits Conference (EuMIC), 2012 7th European , vol., no., S.8,11, 29.-30. Oktober 2012

[2] Eamon Nash; „Korrektur von Unvollkommenheiten in IQ-Modulatoren zur Verbesserung der HF-Signaltreue“; Analog Devices Anwendungshinweis AN-1039; 2009

[3] Anon; „Ein IQ-Demodulator-basierter ZF-zu-Basisband-Empfänger mit variabler ZF- und Basisbandverstärkung und programmierbarer Basisbandfilterung“; Analog Devices Circuit Note CN-0320; 2013

Hochgeschwindigkeits-Datenkonverter (DACs und ADCs); Allgemeine Informationen

[4] Justin Munson; "Verstehen von Hochgeschwindigkeits-DAC-Tests und -Bewertung"; Anwendungshinweis für Analog Devices AN-928; 2013

[5] Engel, G.; Fague, D. E.; Toledano, A, "HF-Digital-Analog-Wandler ermöglichen die direkte Synthese von Kommunikationssignalen", Communications Magazine, IEEE, Bd. 50, Nr. 10, S. 108, 116, Oktober 2012

[6] Chris Pearson; "Grundlagen von Hochgeschwindigkeits-Digital-Analog-Wandlern"; Texas Instruments-Anwendungsbericht SLAA523A; 2012

[7] Alex Arrants, Brad Brannon und Rob Reeder; "Verstehen von Hochgeschwindigkeits-ADC-Tests und -Bewertung"; Analog Devices Application Note AN-835, 2010.

Digitale IQ-Modulatoren und -Demodulatoren

[8] Samueli, H.; Wong, BC, "Eine VLSI-Architektur für einen volldigitalen Hochgeschwindigkeits-Quadraturmodulator und -demodulator für digitale Funkanwendungen", Selected Areas in Communications, IEEE Journal on, Bd. 8, Nr. 8, S. 1512, 1519, Okt 1990

[9] Wong, B. C.; Samueli, H., "A 200-MHz all-digital QAM modulator and demodulator in 1.2-nm CMOS for digital radio applications", Solid-State Circuits, IEEE Journal of, Bd. 26, Nr. 12, S. 1970, 1980 , Dez. 1991

[10] Ken Gentile; "Digitale Quadratur-Modulator-Verstärkung"; Analog Devices Anwendungshinweis AN-924; 2009

[11] Lou, J.H.; Kuo, JB, „Eine 1,5-V-CMOS-All-N-Logik-True-Single-Phase-Bootstrap-Dynamic-Logic-Schaltung, geeignet für niedrige Versorgungsspannung und Hochgeschwindigkeits-Pipeline-Systembetrieb“, Circuits and Systems II:Analog and Digital Signal Processing, IEEE Transactions on, Bd.46, Nr.5, S.628.631, Mai 1999

[12] Vankka, J.; Sommarek, J.; Ketola, J.; Teikari, ich; Halonen, K. AI, "A digital quadrure modulator with on-chip D/A converter", Solid-State Circuits, IEEE Journal of, Bd. 38, Nr. 10, S. 1635, 1642, Okt. 2003

[13] Yanlin Wu; Dengwei-Fu; Willson, A, "A 415 MHz direct digital quadrure modulator in 0.25-nm CMOS", Custom Integrated Circuits Conference, Proceedings of the IEEE 2003, Bd., Nr., S. 287,290, 21.-24. September 2003

[14] Sommarek, J.; Vankka, J.; Ketola, J.; Lindeberg, J.; Halonen, K., "A digital modulator with bandpass delta-Sigma modulator", Solid-State Circuits Conference, 2004. ESSCIRC 2004. Proceeding of the 30th European, pp.159, 162, 21.-23. Sept. 2004

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[17] Alavi, M. S.; Staszewski, R. B.; de Vreede, L. C. N.; Long, J.R., "A Wideband13-bit All-Digital I/Q RF-DAC", Microwave Theory and Techniques, IEEE Transactions on, Bd. 62, Nr. 4, S. 732, 752, April 2014

[18] Inkol, Robert und Saper, Ron; "Digitaler Quadratur-Modulator für Radar-ESM-Anwendungen" Canadian DEFENSE RESEARCH ESTABLISHMENT OTTAWA TECHNICAL NOTE 92-10; 1992

[19] Ziomek, C.; Corredoura, P., "Digital I/Q demodulator", Particle Accelerator Conference, 1995., Proceedings of the 1995, Bd. 4, Nr., S. 2663,2665 Bd. 4, 1-5 Mai 1995

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[21] Bravo, A; Cruz-Roldan, F., "Digitaler Quadraturdemodulator mit vier Phasenmischung für digitale Radioempfänger", Schaltungen und Systeme II:Analoge und digitale Signalverarbeitung, IEEE Transactions on, Bd.50, Nr.12, S.1011,1015, Dez. 2003

Bandpass-Sampling (Rev .04 hat „subharmonisches Sampling“ in „Bandpass-Sampling“ geändert)

[22] Parsen, A; Magoon, R.; Long, S. I.; Porra, Veikko, "A 2-GHz Subharmonic Sampler for Signal Downconversion", Microwave Theory and Techniques, IEEE Transactions on, Bd.45, Nr.12, S.2344, 2351, Dez. 1997

[23] Jensen, B. S.; Schmidl Sobjaerg, S.; Skou, N.; Krozer, V., "Compact Front-End Prototyp for next generation RFI-rejecting polarimetric L-band radiometer", Microwave Conference, 2009. EuMC 2009. European, vol., no., pp.1626, 1629, 29. September 2009 -Okt. 1 2009

[24] Ahmed, S.; Saad El Dine, M.; Reveyrand, T.; Neveux, G.; Barataud, D.; Nebus, JM, "Time-domain Measurement System using Track &Hold Amplifier Applied to Pulsed RF Characterization of High Power GaN Devices", Microwave Symposium Digest (MTT), 2011 IEEE MTT-S International, Vol., No., S. 1 ,4, 5-10 Juni 2011

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[24B] Ching-Hsiang-Tseng; Sun-Chung Chou, "Direkte Abwärtskonvertierung mehrerer HF-Signale mit Bandpassabtastung", Communications, 2003. ICC '03. IEEE International Conference on , Vol.3, No., S.2003,2007 Vol.3, 11.-15. Mai 2003

Auswirkungen eines IQ-Ungleichgewichts, keine Entschädigung oder Ausnutzung vorgeschlagen

[25] Lopez-Martinez, F. J.; Martos-Naya, E.; Paris, J. F.; Entrambasaguas, JT, „Exact Closed-Form BER Analysis of OFDM Systems in the Presence of IQ Imbalances and ICSI“, Wireless Communications, IEEE Transactions on, Bd.10, Nr.6, S.1914, 1922, Juni 2011

[26] Yaning-Zou; Valkama, M.; Renfors, M., „Performance Analysis of Space-Time Coded MIMO-OFDM Systems Under I/Q Imbalance“, Acoustics, Speech and Signal Processing, 2007. ICASSP 2007. IEEE International Conference on, Bd.3, Nr., pp. III-341, III-344, 15.-20. April 2007

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[29] Street, P.; "Phasen- und Verzögerungsfehler in I/Q-Modulatoren genau messen"; Linear Technology Application Note 102; AN102-1; Oktober 2005

7.6 Auswirkungen eines IQ-Ungleichgewichts, einer vorgeschlagenen Kompensation oder Ausnutzung

[30] Tarighat, A; Sayed, AH, "Joint Compensation of Transmitter and Receiver Impairments in OFDM systems", Wireless Communications, IEEE Transactions on, Bd. 6, Nr. 1, S. 240, 247, Jan. 2007

[31] Marey, Mohamed; Steendam, Heidi, "Novel Data Detection and Channel Estimation Algorithms for BICM-OFDMA Uplink Asynchronous Systems in the Presence of IQ Imbalance", Wireless Communications, IEEE Transactions on, Vol. 13, No. 5, S. 2706, 2716, Mai 2014

[32] Narasimhan, B.; Narayanan, S.; Minn, H.; Al-Dhahir, N., "Reduced-complexity baseband Compensation of Joint Tx/Rx I/Q Unbalance in mobile MIMO-OFDM", Wireless Communications, IEEE Transactions on, Bd. 9, Nr. 5, S. 1720, 1728, Mai 2010

[33] Özdemir, O.; Hamila, R.; Al-Dhahir, N., "I/Q Imbalance in Multiple Beamforming {OFDM} Transceivers:SINR Analysis and Digital Baseband Compensation", Communications, IEEE Transactions on, Bd. 61, Nr. 5, S. 1914, 1925, Mai 2013

[34] Inamori, M.; Bostamam, AM.; Sanada, Y.; Minami, H., "IQ-Ungleichgewichtskompensationsschema bei Vorhandensein von Frequenz-Offset und dynamischem DC-Offset für einen Direktumwandlungsempfänger", Wireless Communications, IEEE Transactions on, Bd. 8, Nr. 5, S. 2214,2220, Mai 2009

[35] Tarighat, A; Sayed, AH., "MIMO OFDM Receivers for Systems With IQ Imbalances", Signal Processing, IEEE Transactions on, Bd. 53, Nr. 9, S. 35833596, Sept. 2005

[36] Hai-Lin; Yamashita, K., "Subcarrier Allocation Based Compensation for Carrier Frequency Offset and I/Q Unbalances in OFDM systems", Wireless Communications, IEEE Transactions on, Bd. 8, Nr. 1, S. 18, 23, Jan. 2009

7.7 Anforderungen für BaseBand-DACs und -ADCs

[37] Suno-Won Chung; Seung-Yoon Lee; Kyu-Ho Park, "An energy-efficient OFDM ultra-wideband digital radio architecture", Signal Processing Systems, 2004. SIPS 2004. IEEE Workshop on, Bd., Nr., S. 211, 216, 13.-15. Okt. 2004

Anforderungen an HF-DACs und ADCs; und für HF-Nichtlinearitäten

[38] de Mateo Garcia, J. C.; Armada, AG., "Effects of bandpass sigma-delta modulation on OFDM signal", Consumer Electronics, IEEE Transactions on, Bd. 45, Nr. 2, S. 318 326, Mai 1999

[39] Maurer, L.; Schelmbauer, W.; Pretl, H.; Springer, A; Adler, B.; Boos, Z.; Weigel, R., "Influence of Receiver Front-End-Nichtlinearitäten auf W-CDMA-Signale", Microwave Conference, 2000 Asia-Pacific, Bd., Nr., S. 249, 252, 2000

[40] Kitaek Bae; Changyong-Shin; Powers, E.J., "Performance Analysis of OFDM Systems with Selected Mapping in the Presence of Nonlinearity", Wireless Communications, IEEE Transactions on, Bd.12, Nr.5, S.2314,2322, Mai 2013

[41] Mahim Ranjan; Larson, L.E., "Distortion Analysis of Ultra-Wideband OFDM Receiver Front-Ends", Microwave Theory and Techniques, IEEE Transactions on, Bd. 54, Nr. 12, S. 4422, 4431, Dez. 2006

7.9 Carrier-Aggregation für LTE-Advanced; Breitbandige Spektralanforderungen.

[42] Pedersen, K. I.; Frederiksen, F.; Rosa, C.; Nguyen, H.; Garcia, L. G. U.; Yuanye Wang, "Carrier Aggregation for LTE-advanced:Functional and performanceaspekte", Communications Magazine, IEEE, Bd.49, Nr.6, S.89,95, Juni 2011