Analog vs. Digitales IQ-Kombinieren: Den richtigen Ansatz für Ihr RF-System wählen

Analog vs. Digitales IQ-Kombinieren: Den richtigen Ansatz für Ihr RF-System wählen

Wie sollte I- und Q-Kombination erfolgen? Durch analoge oder digitale Mittel? Dieser Artikel diskutiert die Grundlagen der analogen und digitalen IQ-Ansätze.

Analoge IQ-Modulatoren (für Sender) und IQ-Demodulatoren (für Empfänger) werden seit Jahrzehnten eingesetzt ([1] bis [3]).

Kürzlich wurden neue A/D- und D/A-Wandler eingeführt, die ein IF-Signal direkt mit 1 bis 4 GHz abtasten können; Abtastung in der 2., 3. und 4. Nyquist-Zone ([4] bis [7]). Diese, kombiniert mit schnellerer digitaler Logik, erlauben die Kombination (für A/D) und Trennung (für D/A) digital durchzuführen ([8] bis [21]). Dies ist in Abbildung 1(a) (für einen Modulator) und Abbildung 1(b) (für einen Demodulator) mit dem Datenwandler (DAC oder ADC) in Position „D“ illustriert.

 

Abbildung 1(a). Modulator

 

Abbildung 1(b). Demodulator

 

Andererseits bieten integrierte analoge I/Q-Kombinierer und -Trenner eine sehr gute Anpassung zwischen den I- und Q-Pfaden, was einige Einwände gegen analoge Verfahren löst. Die analoge Technik erfordert zudem doppelt so viele Datenwandler (A/Ds oder D/As) als Direktabtastung bei IF, aber sie laufen mit niedrigeren Abtastraten; dadurch sind sie günstiger und verbrauchen weniger Strom. Dies ist in Abbildung 1(a) (Modulator) und Abbildung 1(b) (Demodulator) mit dem Datenwandler in Position „A“ illustriert.

Der Autor begann, über diese Frage nachzudenken. Er bat um Meinungen in mehreren LinkedIn-Gruppen und erhielt wertvolle Antworten. Mit Einverständnis der Genannten werden sie unten aufgeführt. Er recherchierte zudem verfügbare Informationen zu Eigenschaften zeitgenössischer Integrated Circuits (ICs) für diese Funktionen und die Ergebnisse der bestimmten Leistungsanforderungen. Daraus zog er allgemeine Schlussfolgerungen, um die Frage zu beantworten: „Sollten IQ-Modulation und -Demodulation analog oder digital erfolgen?“

Analoger IQ-Ansatz

Der analoge IQ-Ansatz existiert seit Jahrzehnten ([1] bis [3]). Jedes IF- oder RF-Signal kann dargestellt werden durch

R(t) = I(t)cos(2πft) + Q(t)sin(2πft)

 

wobei f die Trägerfrequenz ist, I(t) die In-Phase-Komponente und Q(t) die Quadratur-Komponente. Ein analoger IQ-Modulator nimmt die Basisbandsignale I(t) und Q(t) und formt R(t). Dies ist in Abbildung 1(a) mit den DACs in Position A dargestellt. Ein analoger IQ-Demodulator nimmt R(t) als Eingang und bildet I(t) und Q(t). Dies ist in Abbildung 1(b) mit den DACs in Position A gezeigt.

Ein kritisches Problem beim analogen Ansatz ist die Aufrechterhaltung identischer Verstärkung in den beiden Pfaden und einer Phasendifferenz von genau 90°. Manchmal vernachlässigt werden die beiden Tiefpassfilter. Sie sollten für alle Frequenzen, bei denen signifikante Signalenergie vorhanden ist, exakt verstärkungs- und phasengeglichen sein. Eine genauere Quantifizierung dieser Anforderungen und der durch Abweichungen verursachten Beeinträchtigungen folgt in einem späteren Artikel.

Digitaler IQ-Ansatz

Neuere Entwicklungen bei High-Speed-Datenwandlern (DACs und ADCs) haben dazu geführt, das im Abschnitt „Analoger IQ-Ansatz“ diskutierte IQ-Ungleichgewichtsproblem zu umgehen, indem die IQ-Modulator- und Demodulator-Funktionen digital implementiert werden, wo Verstärkung und Phase fehlerfrei erzeugt werden können ([5], [8] bis [21]). Im Modulator-Fall befindet sich ein High-Speed-DAC am Ausgang, wie in Abbildung 1(a) mit dem DAC in Position D gezeigt. Im Demodulator-Fall befindet sich ein High-Speed-ADC am Eingang, wie in Abbildung 1(b) mit dem ADC in Position B gezeigt.

Oft nutzen diese digitalen Ansätze den Aliasing-Effekt, wobei Bandpass-Sampling ([22] bis [24], [24A], [24B]) verwendet wird. Abbildung 2(a) zeigt ein im Zeitbereich abgetastetes Wellenform. Abbildung 2(b) zeigt die Spektren des ungetasteten und getasteten Signals. Der Sample-Takt des ADC erfüllt dieselbe Funktion wie der Lokaloszillator in einem RF-Mischer. Für einen ADC kann ein analoges Filter nur ein Signal in einer Nyquist-Zone passieren lassen, und diese Mischwirkung kann genutzt werden, um ein Signal in dieser Zone nach Basisband herunterzumischen.

 

Abbildung 2(a). Abtastung im Zeitbereich

 

Abbildung 2(b). Spektren des ungetasteten und getasteten Signals

 

Für DACs kann der Ausgang im Zeitbereich geformt werden, um die Performance bei höheren Frequenzen zu verbessern.

 

Abbildung 3(a) zeigt einen „Normal“- oder „Non-Return-to-Zero“ (NRZ) DAC-Ausgang. Nach jedem Sample bleibt der Ausgang konstant bis zum nächsten Sample. Das analoge Spektrum ist in Abbildung 3(b) gezeigt.

 

Abbildung 3(a). Abtastung im Zeitbereich

 

Abbildung 3(b).

 

Abbildung 4(a) zeigt einen „Return-to-Zero“ (RZ) DAC-Ausgang. Nach jedem Sample bleibt der Ausgang für eine halbe Sample-Periode konstant und geht dann auf null. Dies erhöht die Amplitude in der zweiten Nyquist-Zone, wie in Abbildung 4(b) gezeigt.

 

Abbildung 4(a). Abtastung im Zeitbereich

 

Abbildung 4(b).

 

Abbildung 5(a) zeigt einen „Mix“- oder „RF“-DAC-Ausgang. Nach jedem Sample bleibt der Ausgang für eine halbe Sample-Periode konstant und geht dann auf den negativen Wert. Dies entspricht der Operation eines Mixers, der beide Polaritäten der Lokaloszillator-Wellenform nutzt. Das analoge Spektrum, gezeigt in Abbildung 5(b), hat eine noch größere Amplitude in der zweiten Nyquist-Zone. Nachdem eine Wellenform durch eine der oben genannten Methoden erzeugt wurde, müssen die gewünschten Frequenzen mit einem Tiefpass- oder Bandpassfilter herausgefiltert werden, um unerwünschte Alias- und Spurious-Antworten zu entfernen.

 

Abbildung 5(a). Abtastung im Zeitbereich

 

Abbildung 5(b).

 

Der digitale Ansatz vermeidet jegliche Probleme mit Quadratur-Ungleichgewicht. Allerdings haben alle Datenwandler ihre eigenen unerwünschten Beeinträchtigungen durch Quantisierungs- und Abtasteffekte. Einige dieser Effekte werden im nächsten Artikel gezeigt. Auch die Kosten und Stromanforderungen dieser High-Speed-Datenwandler sind oft hoch im Vergleich zu analogen IQ-Netzwerken.

Danksagungen

Als die in diesem Bericht behandelten Fragen erstmals im Kopf des Autors auftauchten, holte er Kommentare über einige LinkedIn-Gruppen ein. Mehrere nützliche Antworten wurden erhalten. Diejenigen, die der Verwendung ihrer persönlichen Daten zustimmten, sind: Gary Kaatz, Khaled Sayed (Consultix-Egypt), Dieter Joos (ON Semiconductor) und Jaideep Bose (Asmaitha Wireless Technologies). Der Autor dankt auch seiner Frau Elizabeth, die sich vermutlich fragte, was ihr Mann so trieb; abgeschieden in seinem Heimbüro, Arbeit verrichtend, für die er offenbar nicht bezahlt wurde.

Referenzen

Die folgenden Referenzen werden für jeden der Artikel in dieser Serie verwendet.

Analoge IQ-Modulatoren und -Demodulatoren: Allgemeine Beschreibungen

[1] Shou-Hsien Weng; Che-Hao Shen; Hong-Yeh Chang, "A wide modulation bandwidth bidirectional CMOS IQ modulator/demodulator for microwave and millimeter-wave gigabit applications," Microwave Integrated Circuits Conference (EuMIC), 2012 7th European, vol., no., pp.8,11, 29-30 Oct. 2012

[2] Eamon Nash; "Correcting Imperfections in IQ Modulators to Improve RF Signal Fidelity"; Analog Devices Application Note AN-1039; 2009

[3] Anon; "An IQ Demodulator-Based IF-to-Baseband Receiver with IF and Baseband Variable Gain and Programmable Baseband Filtering"; Analog Devices Circuit Note CN-0320; 2013

High-Speed-Datenwandler (DACs und ADCs); Allgemeine Informationen

[4] Justin Munson; "Understanding High Speed DAC Testing and Evaluation"; Analog Devices Application Note AN-928; 2013

[5] Engel, G.; Fague, D.E.; Toledano, A, "RF digital-to-analog converters enable direct synthesis of communications signals," Communications Magazine, IEEE, vol.50, no.10, pp.108, 116, October 2012

[6] Chris Pearson; "High Speed, Digital to Analog Converters Basics"; Texas Instruments Application Report SLAA523A; 2012

[7] Alex Arrants, Brad Brannon and Rob Reeder; "Understanding High Speed ADC Testing and Evaluation"; Analog Devices Application Note AN-835, 2010.

Digitale IQ-Modulatoren und -Demodulatoren

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[9] Wong, B.C.; Samueli, H., "A 200-MHz all-digital QAM modulator and demodulator in 1.2-nm CMOS for digital radio applications," Solid-State Circuits, IEEE Journal of, vol.26, no.12, pp.1970, 1980, Dec 1991

[10] Ken Gentile; "Digital Quadrature Modulator Gain"; Analog Devices Application Note AN-924; 2009

[11] Lou, J. H.; Kuo, J.B., "A 1.5-V CMOS all-N-logic true-single-phase bootstrapped dynamic-logic circuit suitable for low supply voltage and high-speed pipelined system operation," Circuits and Systems II: Analog and Digital Signal Processing, IEEE Transactions on, vol.46, no.5, pp.628,631, May 1999

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[14] Sommarek, J.; Vankka, J.; Ketola, J.; Lindeberg, J.; Halonen, K., "A digital modulator with bandpass delta-sigma modulator," Solid-State Circuits Conference, 2004. ESSCIRC 2004. Proceeding of the 30th European, pp.159, 162, 21-23 Sept. 2004

[15] Lin, P.F.; Lou, J. H.; Kuo, J.B., "A CMOS quadrature modulator for wireless communication IC," Circuits and Systems I: Fundamental Theory and Applications, IEEE Transactions on, vol.44, no.6, pp.559, 561, Jun 1997

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[17] Alavi, M.S.; Staszewski, R.B.; de Vreede, L.C.N.; Long, J.R., "A Wideband13-bit All-Digital I/Q RF-DAC," Microwave Theory and Techniques, IEEE Transactions on, vol.62, no.4, pp.732, 752, April 2014

[18] Inkol, Robert and Saper, Ron; "Digital Quadrature Modulator for Radar ESM Applications" Canadian DEFENCE RESEARCH ESTABLISHMENT OTTAWA TECHNICAL NOTE 92-10; 1992

[19] Ziomek, C.; Corredoura, P., "Digital I/Q demodulator," Particle Accelerator Conference, 1995., Proceedings of the 1995, vol.4, no., pp.2663,2665 vol.4,1-5 May 1995

[20] Ho, K.C.; Chan, Y.T.; Inkol, R., "A digital quadrature demodulation system," Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on, vol.32, no.4, pp.1218,1227, Oct 1996

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Bandpass-Sampling

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[24] Ahmed, S.; Saad El Dine, M.; Reveyrand, T.; Neveux, G.; Barataud, D.; Nebus, J. M., "Time-domain measurement system using Track & Hold Amplifier applied to pulsed RF characterization of high power GaN devices," Microwave Symposium Digest (MTT), 2011 IEEE MTT-S International, vol., no., pp.1,4, 5-10 June 2011

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[24B] Ching-Hsiang Tseng; Sun-Chung Chou, "Direct downconversion of multiple RF signals using bandpass sampling," Communications, 2003. ICC '03. IEEE International Conference on, vol.3, no., pp.2003,2007 vol.3, 11-15 May 2003

Effekte von IQ-Ungleichgewicht, keine Kompensation oder Ausnutzung vorgeschlagen

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[28] Heung-Gyoon Ryu, "Diversity Effect of OFDM Communication with IQ Imbalance in the Rayleigh Fading Channel," Communication Software and Networks, 2010.ICCSN '10. Second International Conference on, vol., no., pp.489, 493, 26-28 Feb. 2010

[29] Stroet, P.; "Measuring Phase and Delay Errors Accurately in I/Q Modulators"; Linear Technology Application Note 102; AN102-1; October 2005

Effekte von IQ-Ungleichgewicht, Kompensation oder Ausnutzung vorgeschlagen

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[32] Narasimhan, B.; Narayanan, S.; Minn, H.; Al-Dhahir, N., "Reduced-complexity baseband compensation of joint Tx/Rx I/Q imbalance in mobile MIMO-OFDM," Wireless Communications, IEEE Transactions on, vol.9, no.5, pp.1720,1728, May 2010

[33] Ozdemir, O.; Hamila, R.; Al-Dhahir, N., "I/Q Imbalance in Multiple Beamforming {OFDM} Transceivers: SINR Analysis and Digital Baseband Compensation," Communications, IEEE Transactions on, vol.61, no.5, pp.1914, 1925, May 2013

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[35] Tarighat, A; Sayed, AH., "MIMO OFDM Receivers for Systems With IQ Imbalances," Signal Processing, IEEE Transactions on, vol.53, no.9, pp.35833596, Sept. 2005

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Anforderungen an Basisband-DACs und -ADCs

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Anforderungen an RF-DACs und -ADCs; und RF-Nichtlinearitäten

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Carrier Aggregation für LTE-Advanced; Breitband-Spektralanforderungen

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