Hochstabiler Spannungsregler mit Transientverbesserung und PSR-Erhöhung

Zusammenfassung

In dieser Arbeit wird ein hochstabiler Spannungsregler (VR) vorgeschlagen, der Transientverbesserung und Überstromschutz (OCP) integriert. Unter Berücksichtigung der Leistungs- und Flächenvorteile von Niedrigspannungsbauelementen werden die meisten Steuerungsteile des vorgeschlagenen VR durch die geregelte Ausgangsspannung versorgt, was die Selbstversorgungstechnik (SPT) mit Power Supply Rejection (PSR)-Erhöhung bildet. Darüber hinaus werden Stabilität und Transientverhalten durch die Dynamic Load Technique (DLT) verbessert. Eine eingebettete Überstrom-Rückkopplungsschleife wird ebenfalls eingesetzt, um den vorgestellten VR vor Beschädigung unter Überlastsituationen zu schützen. Der vorgeschlagene VR wurde in einer Standard-350-nm-BCD-Technologie implementiert, deren Ergebnisse zeigen, dass der VR mit 5,5–30 V Eingangsspannung, 0–30 mA Lastbereich und 0,1–3,3 μF Ausgangskondensator stabil arbeiten kann. Eine Leitungsregelung von 2,98 μV/V und eine Lastregelung von 0,233 mV/mA werden mit einer 40 mA Strombegrenzung erreicht. Der PSR ist besser als −64 dB bis 10 MHz mit einem 0,1 μF Ausgangskondensator.

Einleitung

In modernen Nanometer-System-on-Chip (SoC) Designs benötigen verschiedene Sub-Blöcke normalerweise verschiedene Versorgungsleitungen, um bestimmte Funktionen zu erreichen. Darüber hinaus muss das gesamte SoC-System möglicherweise unter einem weiten Eingangsspannungsbereich arbeiten und dennoch hohe Leistung bieten, unbeeinflusst von sich ändernden Versorgungsbedingungen. Daher kann ein Spannungsregler (VR) mit weitem Eingangsspannungsbereich, implementiert in Nanometer-Technologie, einer der geeignetsten Kandidaten für solche Anwendungen sein. Im Vergleich zu seinem Schalt-Gegenstück, wie Schaltregler und Ladungspumpen, hat der lineare VR den Vorteil hoher Präzision, geringem Ausgangsrauschen und kompakter Größe. Die meisten linearen VRs führen ihre Spannungsregelungsfunktion mit einer einzelnen Spannungsversorgung durch, aber nur wenige können die Kombination aus weitem Versorgungsbereich, geringem Rauschen, schnellem Transient, hoher Lastfähigkeit und zusätzlichen Schutzfunktionen erreichen.

Um einen weiten Versorgungsbereich zu realisieren, ist die Nutzung von Transistoren notwendig, die hohen Spannungsdruck standhalten können. Diese Art von Transistoren belegt jedoch normalerweise mehr Fläche und hat schlechtere Leistung im Vergleich zu Standardtransistoren. Zwei existierende Lösungen zur Reduzierung der Verwendung von Hochspannungstransistoren sind die Vorregler-Methode und die gestapelte Niedrigspannungstransistor-Methode. Die erstere verwendet einen zusätzlichen Vorregler, um eine interne Versorgungsspannung für den Kernregler bereitzustellen. Die letztere implementiert gut entworfene gestapelte Niedrigspannungstransistoren, um die Anschlussspannungen der Transistoren innerhalb des Technologielimits zu halten. Diese Methoden begrenzen jedoch den Spannungsspielraum. Diese Arbeit nutzt die Selbstversorgungstechnik (SPT), um einen weiten Versorgungsbereich zu erreichen, was bedeutet, dass die meisten Kernmodule in der Regeleingangsschleife durch die geregelte Ausgangsspannung des vorgeschlagenen VR versorgt werden. Ohne zusätzliche Schaltungen kann die Leistung des VR durch SPT verbessert und die Anzahl der Hochspannungsbauelemente reduziert werden.

Durch Verwendung von SPT wird die erste Verstärkerstufe des Fehlerverstärkers (EA) durch die geregelte Ausgangsspannung des vorgeschlagenen VR versorgt. Durch sorgfältiges Design der zweiten EA-Stufe hat das Hochfrequenzrauschen der Eingangsspannung wenig Einfluss auf die Ausgangsspannung des EA. Darüber hinaus wird in dieser Arbeit die N-Typ-Leistungstransistor-Architektur verwendet. Daher hat der vorgeschlagene Regler hohe Power Supply Rejection (PSR) und gute Rauschleistung.

Schnelles Transientverhalten ist auch ein wichtiger Index zur Messung der VR-Leistung, das normalerweise durch Hinzufügen einer zusätzlichen Beschleunigungsschleife erreicht wird. In dieser Arbeit wird die Transientverbesserung durch Dynamic Load Technique (DLT) realisiert. Während des Transientverfahrens führt DLT einen zusätzlichen Strom ein, der sich entsprechend den Lastbedingungen ändert, um als dynamische Last zu wirken, wodurch Über- und Unterschwingungen der geregelten Ausgangsspannung unterdrückt werden können.

Mit Hilfe von DLT wird die Schleifenstabilität innerhalb eines weiten Lastbereichs gestärkt, da der zusätzliche Laststrom die Variation der Nicht-Dominanten-Pol-Position reduzieren kann. Um die Schleife stabil zu machen, wird auch Millersche Kompensation mit Nullwiderstand verwendet, um einen tiefen Pol und einen zusätzlichen Nullpunkt zur Kompensation des Ausgangspols zu erzeugen. Darüber hinaus führt ein in Reihe zum Ausgangskondensator geschalteter Widerstand einen weiteren Nullpunkt ein, um den durch die parasitäre Gate-Kapazität des Leistungstransistors erzeugten Pol zu kompensieren.

Schließlich wird eine eingebettete Strombegrenzungsschleife entworfen, um Überstromschäden zu vermeiden und die Zuverlässigkeit des vorgeschlagenen VR zu verbessern.

Diese Arbeit ist wie folgt strukturiert. Das Prinzip und der Mechanismus des vorgeschlagenen VR werden im Abschnitt "Methode" veranschaulicht, einschließlich der Überstromschutz (OCP) Schaltung, der DLT und Transientverbesserungsschaltung, der Stabilitätserhöhungsmethode und der PSR-Analyse. Die Leistungsergebnisse und Vergleiche mit anderen verwandten Veröffentlichungen werden im Abschnitt "Ergebnisse und Diskussion" gezeigt. Der Abschnitt "Schlussfolgerung" zieht das Fazit des vorgeschlagenen VR.

Methode

Der detaillierte Schaltkreis des vorgeschlagenen VR ist in Abb. 1 dargestellt. Standard-Niedrigspannungs-MOS-Transistoren, Hochspannungstransistoren, BJTs, N-Typ-Depletion-LDMOS (laterally diffused MOS) Transistoren und Dioden werden in der Abbildung als M_n, HV_n, Q_n, DN_n und D_n bezeichnet, wobei n die Sequenznummer des jeweiligen Bauelements ist.

Der vorgeschlagene VR umfasst hauptsächlich fünf Sub-Module: Stromvorspannung, OCP, DLT, EA und Ausgangsstufe. Die Stromvorspannungsschaltung liefert den Vorspannungsstrom für das gesamte Regler-System. Die Referenzspannung kann auf viele verschiedene Arten erzeugt werden, und der detaillierte Schaltkreis wird hier nicht gezeigt. Eine eingebettete Strombegrenzungsschleife fungiert als OCP-Schaltung, um den Laststrom auf einen voreingestellten Wert zu begrenzen. Die Transientverbesserungsschaltung, die durch DLT implementiert wird, erreicht die Unterdrückung von Über- und Unterschwingungen durch adaptives Ändern des Laststroms während des Transientverfahrens. Die negative Rückkopplungsregelschleife wird durch EA und die Ausgangsleistungsstufe gebildet, um die Ausgangsspannung einzustellen. Angenommen, die Ausgangsspannung V_OUT und damit die Rückkopplungsspannung V_FB war niedriger als der gewünschte Wert, würde die Gate-Spannung des Leistungstransistors DN1 mit Hilfe der Regeleingangsschleife angehoben, um die Ausgangsspannung zu erhöhen, und umgekehrt. Schließlich kann die Ausgangsspannung bei

V_OUT ≈ V₁ = V_REF(R_f1 + R_f2)/R_f2 (1)

stabilisieren.

In Abb. 1 ist zu erkennen, dass die Ausgangsspannung des vorgeschlagenen VR auch die erste Verstärkerstufe des EA versorgt, was als SPT bezeichnet wird. Mit dieser Leistungsmultiplexing-Technik können die meisten Bauelemente in der Regeleingangsschleife durch Niedrigspannungsbauelemente implementiert werden. Im Vergleich zu ihren Hochspannungs-Gegenstücken haben Niedrigspannungsbauelemente höhere Leistung, geringere Kosten und kleinere Fläche, was die vorgeschlagene Regeleingangsschleife leichter gute Regelungsfähigkeit erreichen lässt. Was die zweite Stufe des EA betrifft, werden Q3 und Q4 hinzugefügt, um die Masse-Versorgungsschiene anzuheben, was verwendet wird, um die Drain-Source-Spannung von M7, V_{DS_M7}, zu begrenzen. Mit anderen Worten, Q3 und Q4 können M7 vor großem Spannungsdruck schützen.

Der vereinfachte Schaltkreis wird verwendet, um die Innovationsideen in der nachfolgenden Analyse zu veranschaulichen.

Vorgeschlagene OCP-Schaltung

Abbildung 2 zeigt die vorgeschlagene OCP-Schaltung. Die vorgeschlagene Strombegrenzungsschleife kann den Betriebsmodus automatisch gemäß unterschiedlichen Lastbedingungen ändern. Der maximale Strom des vorgeschlagenen VR kann durch Reduzieren der Gate-Spannung des Leistungstransistors bei Überlast begrenzt werden.

Der Mechanismus der vorgeschlagenen OCP ist wie folgt. Der Abtasttransistor DN2 erfasst proportional den durch DN1 fließenden Strom, der annähernd dem Laststrom I_Load entspricht, wodurch der Spannungsabfall über R_S1, V_RS1, den Laststrompegel widerspiegelt. Sobald V_RS1 die Einschaltspannung von QS1 erreicht, bilden HV8 und HV9 einen Stromspiegel, um einen Strom von der zweiten EA-Stufe abzuleiten. Dann kann die Gate-Spannung von DN1 heruntergezogen werden, um den Laststrom auf einen voreingestellten Wert zu begrenzen, der als

I_Load ≤ N × (V_EB(QS1)/R_S1) (2)

ausgedrückt werden kann, wobei N der Größenfaktorverhältnis von DN1 zu DN2 ist. Der Zweck von Q5 und HV6 ist es, eine geeignete Vorspannungsspannung für HV7 bereitzustellen und somit QS1 vor Überspannungsbedingungen zu schützen.

Es gibt eine eingebettete negative Rückkopplungsschleife in der vorgeschlagenen OCP. Die Schleifengewinn T und der dominante Pol p_dominant dieser Strombegrenzungsschleife können gegeben werden durch:

T = g_{m_DN2}R_S1g_{m_QS1}R_{gate_OC} (3)

p_dominant = 1/(R_{gate_OC}C_gate) (4)

wobei g_{m_DN2} und g_{m_QS1} die Transkonduktanz von DN2 und QS1 sind. R_{gate_OC} ≈ (g_{m_HV10}r_{o_HV10}r_{o_M10}) || r_{o_M7} || r_{o_HV9} und C_gate ≈ C_{gs_DN1} sind der äquivalente Ausgangswiderstand und die Kapazität am Gate-Knoten des Leistungstransistors DN1 bei Überstrom. Wenn der vorgeschlagene VR normal ohne Überstrom arbeitet, ist HV9 im Sperrbereich, und der äquivalente Ausgangswiderstand am Gate-Knoten von DN1, genannt R_gate, kann als [(g_{m_HV10}r_{o_HV10}r_{o_M10}) || r_{o_M7}] ausgedrückt werden.

Vorgeschlagene DLT und Transientverbesserungsschaltung

Abbildung 3 zeigt die Transientverbesserungsschaltung mit DLT. Da der Laststrom proportional zu Vgs_DN1 und umgekehrt proportional zu Vsg_M9 ist, ist der durch M9 fließende Strom bei Leichtlast größer und nähert sich unter Schwerlast null an. Daher kann ein abnehmender Strom in die gesamte Ausgangslast eingeführt werden, wenn der Laststrom zunimmt. Durch diese Methode kann diese Schaltung einer dynamischen Last gleichgesetzt werden, was sowohl der Transientverbesserung als auch der Stabilitätserhöhung der Regeleingangsschleife hilfreich sein kann.

Das detaillierte Transientverbesserungs-Betriebsprinzip ist wie folgt. Wenn der Laststrom einen plötzlichen Abfall erfährt, wird der durch den Leistungstransistor DN1 fließende Strom sich nicht sofort ändern aufgrund der begrenzten Schleifenanpassungsfähigkeit und Slew-Rate. Dieser Strom, in Abb. 4a als gelber Pfad gezeigt, verursacht einen Überschwing an der Ausgangsspannung und erhöht damit den Spannungsabfall über R_S2 und M9. Dann wird ein zusätzlicher Strom, der durch R_S2 und M9 fließt, in Abb. 4a als blauer Pfad gezeigt, an der geregelten Ausgabe erzeugt, um den unerwünschten gelben Pfadstrom aufzuheben. Daher wird der Ausgangsspannungsspitzen effektiv reduziert.

Abbildung 4b demonstriert den Fall der Leicht-zu-Schwer-Laststromänderung, wo ein Unterschwing an der geregelten Ausgabe auftritt und dann der durch R_S2 und M9 fließende Strom abnimmt. Dies kann als Bereitstellung einer reduzierten Laststrom gleichgesetzt werden, so dass der Nettostrom durch den Leistungstransistor DN1 erhöht wird, und die Unterschwing-Spannungsunterdrückung kann erreicht werden.

Um M9 vor Überstrom zu schützen, werden QS2 und D1 hinzugefügt. Wenn die Spannung über R_S2 größer als die Einschaltspannung von QS2 ist, fließt der zusätzliche Strom in QS2 und D1. Der maximale Strom in M9 wird auf

I_{M9_max} ≤ (V_{BE_QS2}/R_S2) (5)

eingestellt. Der Zweck von D1 ist es, zu verhindern, dass QS2 in den umgekehrten Verstärkungsbereich fällt und einen umgekehrten Strom darin fließen lässt, was ein abnormaler Zustand der M9-Strombegrenzungsfunktion ist.

Stabilitätserhöhung des vorgeschlagenen VR

Wie in Abb. 5 gezeigt, gibt es drei Pole ω_p1, ω_p2 und ω_p3 und zwei Nullstellen ω_z1 und ω_z2 in der Regeleingangsschleife, und der Schleifengewinn des vorgeschlagenen VR ist:

A_Vloop = A_Oβ (6)

wobei A_O der Offenkreisverstärkung des VR ist und β der Rückkopplungskoeffizient:

A_O = A_CD0A_E0 (1+s/ω_Z1)(1+s/ω_Z2) / [(1+s/ω_P1)(1+s/ω_P3)(1+s/ω_P2)] (7)

β = R_F2/(R_F1+R_F2) (8)

wobei A_CD0 ≈ 1 die Niedrigfrequenzverstärkung der Leistungsstufe ist, die als Spannungsfolger arbeitet, und A_E0 die Niedrigfrequenzverstärkung des EA:

A_E0 = g_{m_Q1}(r_{o_M4}||r_{o_M6})g_{m_M7}R_gate (9)

Unter Berücksichtigung des Millereffekts und der parasitären Kapazität am Gate-Knoten von DN1 werden die Pole und Nullstellen wie folgt geschrieben:

ω_p1 = 1/[{g_{m_M7}R_gateC_c × (r_{o_M4}||r_{o_M6})}] (10)

ω_p2 = g_{m_M7}/C_gate (11)

ω_p3 = 1/{[R_L||(g_{m_DN1}^-1||R_DLT+R₀)]C_OUT} (12)

ω_z1 = 1/[{C_c(R_c-1/g_{m_M7})}] (13)

ω_z2 = 1/[(R₀||R_L)C_OUT] (14)

wobei R_DLT der äquivalente Widerstand der Transientverbesserungsschaltung ist; C_OUT der Ausgangskondensator des vorgeschlagenen VR.

Da der Kompensationskondensator C_C durch (g_{m_M7}R_gate) aufgrund des Millereffekts am Knoten p1 vergrößert wird, ist der Pol ω_p1 der dominante Pol. Der zweite Pol sollte ω_p3 sein, da C_OUT normalerweise im Bereich von mehreren Mikrofarad liegt. Obwohl der parasitäre Kondensator C_gate relativ groß ist, ist er immer noch kleiner als sowohl die äquivalente Kapazität am Knoten p1 als auch der Ausgangskondensator. Außerdem ist der Widerstand am Knoten p2 nur 1/g_{m_M7}. Daher liegt der Pol ω_p2 bei hoher Frequenz. Der Nullpunkt ω_z1 soll den Mittelfrequenzpol ω_p3 kompensieren. Der Widerstand R₀ erzeugt einen Nullpunkt ω_z2, um den internen parasitären Pol ω_p2 zu kompensieren. Die Stabilität des vorgeschlagenen VR kann verbessert werden, wenn der Widerstand R₀ zunimmt. Allerdings wird der Widerstand R₀ den Fehler der Ausgangsspannung aufgrund des Spannungsabfalls durch den Laststrom erhöhen. Daher sollte der Widerstand R₀ auf einen vernünftigen Wert eingestellt werden, um einen guten Kompromiss zwischen der Präzision der Ausgangsspannung und der Schleifenstabilität zu erzielen.

In einem konventionellen Spannungsregler ohne DLT wird der Pol am Ausgangsknoten aufgrund der Laststromänderung induzierten Leistungstransistor-Transkonduktanzvariation an unterschiedlichen Frequenzen liegen. Wenn der Laststrom zunimmt, wird die Transkonduktanz des Leistungstransistors g_{m_DN1} zunehmen, und damit wird der Ausgangspol in Richtung hoher Frequenz wandern, während andere Nullstellen und Pole an der gleichen Position bleiben, wie in Abb. 6a gezeigt. Dies kann die Frequenzkompensation des Systems schwieriger machen und das Transientverhalten bei Leichtlast verlangsamen. Noch ernster, das System könnte instabil werden.

Mit Hilfe der vorgeschlagenen DLT hat der präsentierte VR eine bessere Stabilität mit unterschiedlichen Lasten. Wie zuvor analysiert, nimmt der Strom durch die dynamische Lastschaltung im stationären Zustand ab, wenn der Laststrom zunimmt, und umgekehrt. Da dieser Strom von DN1 bereitgestellt wird, kann er die Transkonduktanzvariationen von DN1 innerhalb eines breiteren Laststrombereichs unterdrücken, was für die Systemstabilität und Bandbreitenkonstanz während eines breiteren Lastbereichs durch die vorgeschlagene DLT hilfreich ist. Der Frequenzgang des vorgeschlagenen VR ist in Abb. 6b dargestellt, der Stabilität mit schnellem Transientverhalten garantieren kann.

Der Ausgangskondensator setzt die Position des Nullpunkts ω_z2. Durch angemessene Platzierung des Nullpunkts-Pols wird das System eine bessere Stabilität mit unterschiedlichen C_OUT haben.

PSR-Analyse des vorgeschlagenen VR

PSR ist einer der kritischen Parameter zur Messung der Leistung von Spannungsreglern und bezieht sich auf die Unterdrückungsfähigkeit gegen Hochfrequenz-Rippen und Rauschen, die von der Versorgungsspannung herrühren. Die von Gupta vorgeschlagene PSR-Analysemethode wird in diesem Abschnitt verwendet, deren Hauptidee darin besteht, das gesamte Regler-System in ein Spannungsteilermodell zu vereinfachen. Wie in Abb. 7 gezeigt, gibt es zwei Rauschpfade von V_dd zu V_out: Pfad 1 überträgt das Rauschen direkt vom Drain des Leistungstransistors DN1 zu V_out; Pfad 2 geht von der zweiten EA-Stufe zum Gate des Leistungstransistors DN1. Der Effekt von Pfad 2 kann ausgedrückt werden als:

A_path2 ≈ r_{o_M7}/(g_{m_HV10}r_{o_HV10}r_{o_M10}) (15)

Wie in (15) gezeigt, ist A_path2 mit Hilfe der vorgeschlagenen SPT und der Cascode-Stromspiegelstruktur sehr klein. Dies macht den Einfluss von Pfad 1 in der PSR-Analyse dominant.

Das vereinfachte PSR-Modell des vorgeschlagenen VR ist in Abb. 8 dargestellt, wobei r_{o_DN1} der Ausgangswiderstand des Leistungstransistors DN1 für Rauschpfad 1 ist, die gesteuerte Stromquelle stammt von Rauschpfad 2, Z_B besteht aus R_F1, R_F2, R₀ und C_OUT, die als Filter bei hoher Frequenz wirken, und Z_{SH_FB} ist die äquivalente Impedanz einschließlich der Funktion der negativen Rückkopplungsschleife. Z_{SH_FB} kann gegeben werden durch:

Z_{SH_FB} = 1/[g_{m_DN1}(1+βA_E)] (16)

wobei g_{m_DN1} die Transkonduktanz des Leistungstransistors DN1 ist. Daher kann die PSR-Übertragungsfunktion ausgedrückt werden als:

PSR = V_out/V_dd = (1+g_{m_DN1}r_{o_DN1}A_path2)(Z_B||Z_{SH_FB}) / (r_{o_DN1}+Z_B||Z_{SH_FB}) (17)

Durch bewusstes Einstellen des intrinsischen Gewinns von HV10 weit größer als den Leistungstransistor DN1 kann g_{m_DN1}r_{o_DN1}A_path2 << 1 erreicht werden, und somit kann die gesteuerte Stromquelle vernachlässigt werden. Der PSR-Ausdruck kann weiter vereinfacht werden als:

PSR ≈ (Z_B||Z_{SH_FB})/(r_{o_DN1}+Z_B||Z_{SH_FB}) (18)

Da Z_B und Z_{SH_FB} sich mit Frequenzvariation ändern, ist es notwendig, die Frequenzcharakteristik des PSR zu analysieren.

Niedrige Frequenz

Bei niedriger Frequenz ist der Gewinn des EA sehr hoch, und C_OUT kann als offener Kreis behandelt werden. Daher ist Z_B >> Z_{SH_FB} und der PSR kann geschrieben werden als:

PSR_LF ≈ 1/[g_{m_DN1}r_{o_DN1}(1+βA_E0)] (19)

Mittlere Frequenz

Die Impedanz von Z_{SH_FB} wird zunehmen, weil der Schleifengewinn bei mittlerer Frequenz abnimmt. In diesem Stadium ist Z_{SH_FB} immer noch klein, und der PSR wird hauptsächlich vom Schleifengewinn beeinflusst. In Bezug auf (7) kann der PSR ausgedrückt werden als:

PSR_MF ≈ 1/[g_{m_DN1}r_{o_DN1}(1+βA_E0)] × (1+s/ω_p)/(1+s/[ω_p(1+βA_E0)]) (20)

Wie in (20) gezeigt, verschlechtert sich der PSR, und das Rauschen der Ausgangsspannung wird ernster, während die Frequenz innerhalb der Einheitsverstärkungsfrequenz zunimmt.

Hohe Frequenz

Durch die Frequenzzunahme wird Z_{SH_FB} groß und schließlich nahe 1/g_{m_DN1} kommen. Die Impedanz von C_OUT wird kleiner, ist aber immer noch viel größer als R₀. So kann R₀ wie zuvor weggelassen werden. Der Hochfrequenz-PSR hängt von der Spannungsteilung zwischen r_{o_DN1} und 1/g_{m_DN1} parallel zu C_OUT ab, was dargestellt werden kann durch:

PSR_HF ≈ 1/(g_{m_DN1}r_{o_DN1}) × 1/(1+sC_OUT/g_{m_DN1}) (21)

Bei hoher Frequenz kann das Rauschen an der Ausgangsspannung aufgrund des Effekts von C_OUT stark unterdrückt werden.

Wie zuvor analysiert, wird die gute Rauschunterdrückungsfähigkeit im gesamten Frequenzbereich des vorgeschlagenen VR durch drei Aspekte garantiert. Erstens wird hohe Schleifengewinn verwendet; Zweitens bewirkt SPT, dass das Versorgungsrauschen wenig Einfluss auf das Gate des Leistungstransistors hat; Drittens kann der Ausgangskondensator C_OUT den PSR bei hoher Frequenz mit Filtereigenschaft verbessern.

Ergebnisse und Diskussion

Der vorgeschlagene VR wurde in einer standardmäßigen 0,35-μm BCD-Technologie implementiert. Das Chip-Foto des gefertigten Reglers ist in Abb. 9 dargestellt, dessen aktiver Kernbereich des VR 290 μm × 900 μm beträgt.

Die geregelte Ausgangsspannung des vorgeschlagenen VR beträgt 5 V bei Versorgungsspannung von 5,5 bis 30 V. Der Ausgangskondensator ist ein kostengünstiger Keramikkondensator. Die Kapazität des Ausgangskondensators kann von 100 nF bis 3,3 μF eingestellt werden.

Abbildung 10 demonstriert den Frequenzgang des vorgeschlagenen VR unter verschiedenen Lastbedingungen mit 100 nF und 3,3 μF Ausgangskondensator. Der vorgeschlagene LDO kann in einem weiten Bereich von Ausgangskondensatorwerten stabil bleiben, und die Wellenform des Schleifen-Frequenzgangs hat sehr kleine Unterschiede zwischen 0 und 30 mA Laststrom, was von der zuvor analysierten vorgeschlagenen DLT profitiert.

Das PSR-Verifikationsergebnis mit 0,1 μF Ausgangskondensator ist in Abb. 11 dargestellt, wo −110 dB bei niedriger Frequenz und besser als −64 dB bis 10 MHz erreicht wird. Bei niedriger Frequenz hat der vorgeschlagene VR guten PSR aufgrund des hohen Schleifengewinns. Der PSR wird innerhalb der Einheitsverstärkungsfrequenz aufgrund des dominierten Pols ω_p schlechter. Der Ausgangskondensator C_OUT verbessert die PSR-Charakteristik bei hoher Frequenz. Diese Ergebnisse zeigen Konsistenz mit der vorherigen Analyse, und der vorgeschlagene VR erzielt besseren PSR im gesamten Frequenzbereich.

Das Leitungsregelungsergebnis des vorgeschlagenen VR ist in Abb. 12 dargestellt. Im Eingangsspannungsbereich von 5,5 bis 30 V variiert die Ausgangsspannung nur um 73,53 μV, was zu einer Leitungsregelung von nur 2,98 μV/V führt. Dies bestätigt die Wirksamkeit der vorgeschlagenen SPT.

Abbildung 13 zeigt das Transientverhalten der Ausgangsspannung aufgrund unterschiedlicher Lastströme. Der Spannungsspitzen und -abfall der geregelten Ausgangsspannung beträgt etwa 43 mV, 65 mV, 83 mV, wenn der Laststrom von 0 auf 18 mA, 28 mA und 32 mA ändert. Dies resultiert in einer Lastregelung von 0,233 mV/mA, was hauptsächlich durch R₀ für die Stabilität mit einem weiten Bereich von Ausgangskapazität verursacht wird.

Der gemessene OCP ist in Abb. 14 dargestellt. Um die Wirksamkeit des OCP zu verifizieren, wird in Abb. 14a ein Kurzschluss verwendet. Wie in Abb. 14a gezeigt, wird der Ausgangsstrom des vorgeschlagenen VR bei Überstrom mit der Ausgangsspannung, die auf Masse gezogen wird, bei etwa 40 mA gehalten. Abbildung 14b illustriert ein Transientverhalten zwischen Überstrom und normaler Last, was anzeigt, dass der vorgeschlagene VR die Fähigkeit zur Selbstwiederherstellung hat, wenn die Überlast verschwindet.

Tabelle 1 bietet einen Leistungsvergleich des vorgeschlagenen LDO und einiger anderer zuvor veröffentlichter LDOs. Im Vergleich hat dieser LDO die beste Leitungsregelung und PSR, was von der vorgeschlagenen SPT profitiert. Der aktive Bereich wird weiter reduziert, wenn er in einem fortschrittlicheren Prozess gefertigt wird.

Tabelle 2 bietet einen weiteren Leistungsvergleich mit Fokus auf LDOs, die ebenfalls einen weiten Versorgungsbereich haben. Mit Hilfe der vorgeschlagenen DLT und SPT hat diese Arbeit die beste Leitungsregelung und den weitesten Versorgungsbereich im Vergleich zu anderen LDOs. Die zusätzliche OCP-Funktion macht diese Arbeit wettbewerbsfähiger und zuverlässiger.

Schlussfolgerung

Ein hochstabiler SPT VR mit DLT und OCP wird in einem standardmäßigen 0,35-μm BCD-Prozess implementiert. Mit Hilfe von SPT wird der größte Teil der Regeleingangsschleife durch eine geregelte Ausgangsspannung versorgt, was für Stabilität und PSR-Verbesserung vorteilhaft ist. Die vorgeschlagene DLT ist hilfreich für Transientverhalten und Stabilität. Außerdem kann die eingebettete OCP-Schaltung den präsentierten VR vor Beschädigung durch Überlast oder Kurzschluss schützen. Die Leitungsregelung des vorgeschlagenen VR beträgt 2,98 μV/V mit VDD von 5,5 bis 30 V, während die geregelte Ausgangsspannung 5 V beträgt, und die Lastregelung beträgt 0,233 mV/mA mit Laststrom von 0 A bis 30 mA. Die Über- und Unterschwing-Spannung während der Laststromänderung ist auch klein durch die Verwendung der vorgestellten Transientverbesserungsschaltung. Der PSR bei niedriger Frequenz beträgt −110 dB und ist besser als −64 dB bis 10 MHz. Hohe Schleifenstabilität kann in einem weiten Bereich von Ausgangskondensator und Laststrom erreicht werden, und somit ist der vorgeschlagene VR für Anwendungen geeignet, die hohe Leistung und Zuverlässigkeit unter Variationen von Ausgangskondensator und Laststrom erfordern.

Verfügbarkeit von Daten und Materialien

Alle während dieser Studie generierten oder analysierten Daten sind in diesem veröffentlichten Artikel enthalten.

Abkürzungen

VR:

Spannungsregler (Voltage Regulator)

OCP:

Überstromschutz (Overcurrent Protection)

SPT:

Selbstversorgungstechnik (Self-Power Technique)

PSR:

Power Supply Rejection

DLT:

Dynamic Load Technique

EA:

Fehlerverstärker (Error Amplifier)